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Angenommen, der Basisstrom lässt den Kollektorstrom linear von 300 V bis 400 V anwachsen (das hängt von der Dimensionierung des Widerstandes in Reihe zu den Z-Dioden ab), dann verteilen sich die Leistungen so wie in der Grafik zu sehen auf Transistor und Kollektorwiderstand.
Am Emitter sei ein Strommesswiderstand 1 Ω angeschlossen, der mit einer Strombegrenzung maximal 0,6 A zulässt.
Hier beträgt die maximale Dauerspannung ca. 450 V, sonst stirbt der Transistor wegen Ptot > 150 W. Dabei gibt der vermeintliche 48-W-Widerstand 120 W ab; er dürfte das einige Zeit aushalten und dann verdampfen. (Wie lange eigentlich? Hängt von der Wärmekapazität des Widerstandsdrahtes ab!)
Ich würde die Widerstände R2..R9 weglassen und alle Transistoren ohne Isolierlage auf dem Kühlkörper befestigen (= Kollektoren verbunden).
Die endliche Stromverstärkung der Darlingtontransistorkombination ist essenziell für das „weiche“ Verhalten zwischen (hier angenommenen) 300 .. 400 Volt! Das müsste ausgemessen werden und R1 angepasst werden. Wegen seiner Verlustleistung verbietet sich hier ein Potenziometer.
Hier wurde eine Stromverstärkung von 60 (pro Stufe) bzw. 480 (alle Stufen) angenommen, das heißt, die Strombegrenzung setzt bei 10 mA Basisstrom ein. Eine bessere Idee für die Einstellung des „Weich-Bereichs“ habe ich nicht finden können. Ist die Stromverstärkung der Transistoren zu groß, ist der Bereich kürzer. Der wesentliche Anteil kommt dabei von T9.
Eine weitere Darlingtonstufe erscheint mir nicht sinnvoll, da eine Stromverstärkung von √480 ≈ 22 (pro Transistor) wahrscheinlich erreicht wird. Die Z-Dioden werden bei 400 V mit 1 W belastet, zulässig sind 5 W (wenn Widerstände und Transistoren bereits verdampfen, siehe obiges Diagramm).
Diese einfach aussehende Schaltung funktioniert nicht! Nachdem die Transistoren sich über die Basis öffnen lassen, verhalten sie sich rätselhafterweise wie Thyristoren und lassen sich nicht mehr sperren. Auch eine direkte Verbindung der Basis von T9 (oder T1) nach Masse schließt die Transistoren nicht mehr. Nicht einmal eine negative Basisspannung von –5 V aus einem Labornetzgerät. Wenn man R2…R9 weglässt und die Kollektoren der Transistoren T1…T9 auf einen gemeinsamen Kupferkühlkörper montiert, brennen als Folge die Emitterwiderstände R10…R17 durch, da die Strombegrenzung über T10 nicht eingreifen kann.
Eine versuchsweise Reduktion der Zener-Spannung auf 200 V zeigte, dass die Schaltung korrekt funktioniert. Wohlgemerkt, die Transistoren werden weitab von ihren Grenzwerten (UCE = 800 V, IC = 15 A) betrieben und hervorragend gekühlt. (Das ist aber nur ein Trugschluss!)
Und so sehen die Oszibilder eines Einschaltvorgangs mit
einem Einzeltransistor aus:
Alle Spannungsangaben sind mit Tastteiler 100:1 zu sehen. Kanalzuordnung wie im Schaltplan angegeben:
Man sieht einen Spannungsabfall an der Basisspannung. Diese zeigt eine Temperaturerhöhung des Chips an: ∆U ≈ -2 mV/K ∙ ∆T. Damit verlässt der Transistor seinen sicheren Arbeitsbereich für ≈1 ms und wird offensichtlich zum Thyristor. Auch negative Basisspannungen führen nicht mehr zu seiner Sperrung. Der Vorgang ist wiederholbar, und der Transistor arbeitet auch nachher im Schaltbetrieb einwandfrei.
Die Moral von der Geschicht': Der sichere Arbeitsbereich (SOA) ist nicht dazu da, den Transistor vor Zerstörung zu bewahren, sondern damit sich der Transistor wie ein Transistor verhält. (Klar, die Thyristorwirkung führt ohne Schutzwiderstand R31 zu seiner Zerstörung.)
Das SOA-Diagramm des SC4237 zeigt einen Knick in der Gleichstromkennlinie: Bei 400 V sind demnach nur 60 mA Kollektorstrom zulässig, das ergibt lausige 24 W statt der im Datenblatt beworbenen 250 W. Auch bei 10 ms Wirkungsdauer sind nur 100 mA zulässig, mithin 40 W. Es sind also geeignetere Transistoren zu finden und die Strombegrenzung für die jeweilige Z-Spannung zu dimensionieren.
Oder man bildet die SOA-Kennlinie in einem schnellen Mikrocontroller ab und überwacht mit dieser Spannung und Strom, mithin die tatsächliche Transistorleistung und deren Einwirkzeit, und begrenzt entsprechend.
Nach Aussage von Kai Loebel könnte es sich um einen Punchthrough handeln: Wenn die Raumladungszonen der beiden PN-Übergänge verschmelzen wird die Basiszone eliminiert und alles wie ein Klumpen Metall: Überall freie Elektronen. Dagegen spricht allerdings der beobachtete Anstieg der Spannung auf 0,7 V UBE nach dem Durchbruch. Wie ein funktionierender p-n-Übergang.
Weil MOSFETs nicht unter dem zweiten Durchbruch leiden, eignen sie sich wesentlich besser für die Anwendung als Hochvolt-Z-Diode. Ungünstig ist allerdings deren Ansteuerung. Wegen der Gate-Kapazität kann man sie nicht unendlich flink aktivieren. Ich gehe mal ab jetzt davon aus, dass das nicht der Fall sein wird.
| Typ | Typ | EVP in € | UCE in V | IC in A | Pmax in W | IC @ 400 V in A | Pmax @ 400 V in W |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| npn | 2SC3795 | 0,62 | 500 | 5 | 0,01 | 4 | |
| npn | 2SC4237 | 2,40 | 800 | 10 | 150 | 0,06 | 24 |
| npn | 2SC5129 | 0,99 | 600 | 10 | 50 | 0,02 | 8 |
| npn | 2SC5302 | 2,00 | 800 | 1,5 | 75 | 0,05 | 20 |
| npn | 2SD1887 | 1,15 | 800 | 10 | 70 | 0,06 | 24 |
| npn | 2SD1546 | 0,84 | 600 | 6 | 50 | k.A. | ? |
| npn | BU508 | 0,99 | 700 | 5 | 125 | 0,018 | 7,2 |
| npn | BU2508 | 1,15 | 700 | 8 | 125 | 0,06 | 24 |
| npn | BU2515 | 1,40 | 800 | k.A. | ? | ||
| npn | BU2520 | 1,15 | 800 | 10 | 125 | 0,06 | 24 |
| npn | BU2525 | 1,15 | 800 | 12 | 45 | 0,11 | 44 |
| npn | BU2525A | 1,15 | 800 | 0,07 | 28 | ||
| npn | BU2527 | 1,30 | 800 | 12 | 125 | 0,11 | 44 |
| npn | BU2532 | 3,00 | 800 | 16 | 125 | k.A. | ? |
| npn | BU2725 | 1,30 | 1200 | 12 | 45 | k.A. | ? |
| nMOS | BUZ50A | 4,90 | 1000 | 2,5 | 75 | 0,2 | 80 |
| nMOS | BUZ80A | 1,90 | 800 | 3,6 | 63 | 0,16 | 64 |
| nMOS | BUZ355 | 4,50 | 800 | 11 | 156 | 0,4 | 160 |
| nMOS | IRFPE40 | 2,80 | 800 | 5,4 | 150 | 0,375 | 150
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Die Situation mit den Bipolartransistoren oben, aber auch mit dem SOA-Diagramm von MOSFETs erfordert irgendwie die Überwachung der Leistung und der Impulsenergie, also Spannung, Strom und Zeit. Also ein Hardwaremultiplizierer und ein Integrierglied. Viel Aufwand, deshalb:
Etwa so (Quelle):
Ansatz mit Mikrocontroller
Die analoge Gatespannung wird von der Schnellen Pulsweitenmodulation mit PLL-Eingangsfrequenz = 64 MHz und 250 kHz Trägerfrequenz bereitgestellt. Der Tiefpass 2. Ordnung, bestehend aus R10, C1, R9 und der Gatekapazität der parallel geschalteten Leistungs-MOSFETs gebildet. Die maximale Ausgangsspannung von 5 V (statt den üblichen >10 V) sollte genügen, da die MOSFETs ohnehin niemals durchgesteuert werden sollen.
Die Spannungsmessung erfolgt mit dem üblichen Spannungsteiler aus R16+R18+R19 und R17 gegen die 1,1 V Referenzspannung des Mikrocontrollers. Die Strommessung erfolgt mittels Sourcewiderstand R1, ebenfalls gegen die 1,1 V Referenzspannung. R2..R8 dienen der Stromverteilung, R0 als zusätzlicher Mikrocontroller-Schutz.
Werden schließlich die maximalen 800 V überschritten, zündet der Mikrocontroller über R15 den Thyristor T9, welche weiteren Folgen das auch immer haben wird. Eine bessere Lösung gibt's nicht.
Die Meldung einer Überspannungssituation erfolgt wie in der Schaltung oben mittels Optokoppler OK1.
Die Erprobung steht nocht aus!
Bei der Erprobung wurde ein Drahtwiderstand 3 Ω zum Versuchsnetzteil in Reihe geschaltet, um den Entladestrom der eingebauten Elkos realitätsnah zu gestalten. Im Einsatzfall hängen hoffentlich keine Kondensatoren dran.
Es ergab sich das folgende Oszibild:
Rechnet man hierbei anhand von τ = 0,5 ms den Kapazitätswert aus, kommt man auf 166 µF. Spannung (500 V beim Strommaximum) durch Strom ergeben rund 3 Ω.
Man sieht deutlich den induktiven Einfluss der Drahtwicklung des Widerstandes (= Entladekurve 2. Ordnung). Schätzt man das τind auf 60 µs, wäre L = τ/R = 20 µH. Immerhin, für eine lange Luftspule.
