Laborstromversorgungen von Statron

Folgende Schaltpläne habe ich ausgelesen oder irgendwo gefunden:

• Statron TG 15/0.5 (TG steht für Transistor-Gleichspannungsregler)
• Statron TG 30/1
• Statron Typ 2224.1
• Statron Typ 3200
• Statron Typ 3201
• Statron Typ 3207
• Statron Typ 3224
• Statron Typ 32221 (nur als unfertige Skizze verfügbar)

Laborstromversorgungen mit einstellbarer Spannungs- und Strombegrenzung bis Null haben bei Statron etwa den folgenden Aufbau:

Die Hilfsspannungsquelle ± 5 V am Ausgang lässt sich auch gut als Speisespannung für Digitalvoltmeter verwenden.

Alle bisher gesehenen Stromversorgungen enthalten keinen sonderlichen Übertemperaturschutz, sondern sind einfach mit reichlich Kühlung dimensioniert.

Statt des Leistungstransistors kann man auch integrierte Spannungsregler wie LM317 einsetzen. Dabei macht man sich den eingebauten Temperaturschutz zu Nutze; die interne Referenzspannungsquelle lässt sich dagegen nicht sinnvoll nutzen.

Diese Schaltung erfordert Operationsverstärker mit einem Eingangsspannungsbereich bis zum Massepotenzial sowie niedriger Versorgungsspannung, etwa LM358. (Kein Exemplar aus DDR-Produktion bekannt.)

Die beiden Anzeigebauelemente MQE10 enthalten den altbekannten A/D-Wandler C520D sowie die übliche Außenbeschaltung. Sein Gleichtakteingangsspannungsbereich schließt tatsächlich negative Spannungen ein, erforderlich für D7.

Im Gegensatz zur vorher gehenden Schaltung arbeitet der Strommess-OPV mit einem Gleichtaktbereich von 1 V; das ist gut verkraftbar. Biasstromkompensationswiderstände sind nicht eingezeichnet. Es dürfte aber auch ohne diese gut funktionieren.

Da der jeweils nicht arbeitende Operationsverstärker am Ausgang die maximale positive Spannung ausgibt, kann man diesen Betriebszustand digital per Leuchtdiode ausgeben. Die gemeinsame Katode ermöglicht den alternativen Einsatz einer Zweifarb-LED, etwa VQA60.

Für bessere Stabilität kann man die Einstellpotenziometer R3 und R5 an einer extra stabilisierten Spannung betreiben, etwa einem B589N oder einem TL431.

Einen Temperaturschutz (für T1) müsste man mit einem dritten Operationsverstärker realisieren. Beim Ansprechen leuchten beide LEDs.

Im Gegensatz zur vorherigen Variante dienen Flüssigkristall-Anzeigen mit C7136 (ICL7136) zur Anzeige von Spannung und Strom. Da zwischen U+ und GND eines (der beiden) '7136 eine stabilisierte, leicht belastbare Spannung von 2,8 V bereit steht, kann man diese als Referenzspannung wie oben benutzen. Die beiden Operationsverstärker müssen nicht rail-to-rail-fähig sein, und man kann biasstromarme BiFET-OPV (mit geringer oder kompensierbarer Offsetspannung!) verwenden.

Die beiden Spannungsquellen bedürfen keiner Stabilisierung, nur Siebung.

Insgesamt gesehen schon recht einfach; fragt man sich nur, warum Labornetzteile immer noch so teuer sind.

An den oben gezeigten Schaltplänen wird ersichtlich, dass Spannungs- und Strommesser einen gemeinsamen Punkt, nämlich den Pluspol des Ausgangs haben. Allerdings mit entgegengesetzter Polarität. Das erschwert das Umschalten, wenn man nur ein Messwerk hat. Außerdem möchte man, um Fehler zu vermeiden, den Eigenverbrauch des Messwerks simulieren, wenn es weggeschaltet ist.

Dafür eine Schaltung für nur zwei Umschaltkontakte zu finden ist nicht ganz einfach und erfordert zwei Ersatzwiderstände, die dem Innenwiderstand des Messwerks entsprechen.

Ist der Eigenverbrauch des Spannungsmesspfades bei Strommessung unerwünscht, kann man R2 weglassen.

Je nach Schaltungseinbindung sind Schaltkontakte mit wischendem oder unterbrechendem Charakter vorteilhaft.

Statron ist meines Wissens nie auf diese Idee gekommen …

Für ein einfaches Labornetzgerät mit geringer Gesamtausgangsspannung kann man die folgende Schaltung nehmen. Es wird nur eine Transformator-Sekundärwicklung mit Mittelanzapfung benötigt.

Die Speisespannung und damit Ausgangsspannung wird durch die Betriebsspannung der Operationsverstärker begrenzt; mit Hochvolt-Typen, etwa dem OPA454, lassen sich auch höhere Ausgangsspannungen verwirklichen. Da dies jedoch wirtschaftlicher Unsinn ist, speist man die OPV gesondert mit ±15 V und fügt am Stelle von IC1 je ein Transistorpärchen in Differenzverstärkerschaltung ein. (Die Schleifenverstärkung von IC1 ist ohnehin < 1 wegen der Low-Drop-Anordnung der Längstransistoren.)

Zentraler Schaltungsteil ist jeweils der High-Side-Strommesser, bestehend aus dem Shunt R1 (R3) und dem Potenzialversetzer IC3A (IC3B) mit den vorgeschalteten engtolerierten Widerständen.

Zur Spannungs- und Strommessung an U_ist+, U_ist-, I_ist+, I_ist- wurde im Eigenbau ein Mikrocontroller, günstig wäre MSP430F155, verwendet sowie ein zweizeiliges LC-Display zur Anzeige der vier Messwerte. Das spart Platz.

Man beachte, dass die Spannungen an U_ist- und I_ist- regulär positiv sind. Infolgedessen sind die beiden Schaltungsseiten nicht spiegelsymmetrisch.

Die Spannungs- und Stromvorgabe U_soll bzw. I_soll kann vom gleichen Mikrocontroller per D/A-Wandler gesetzt werden, dabei ist das Abfahren von Kurvenzügen sowie die PC-Steuerung möglich.

Diese kleine handliche Laborstromversorgung ist leider mit Ausgangselko (= Schaltungstöter) ausgestattet und nicht sonderlich präzise. Seine Entfernung führt zum Schwingen der Ausgangsspannung. Daher ein Umbau-Versuch mit B084. Mit zwei Leuchtdioden, um die Spannungs- und Strombegrenzung anzuzeigen. Die OPVs ersparen auch das Hantieren mit dem Eigenstromverbrauch des Messwerks sowie der Richtungsumschaltung, wie im oben angegebenen Schaltungstrick dargelegt.

Der erste Ansatz verwendet einen B589 als Referenzspannungsquelle für die Potenziometer und einen Stellspannungsbereich von 0 .. 1,2 V. In diesem Fall macht sich die Offsetspannung des B084 von typisch 10 mV deutlich bemerkbar, man sieht die Folgen sogar auf dem Zeigerinstrument! Daher künftig besser mit 0 .. 10 V Stellbereich betreiben. Oder einen besseren OPV verwenden.

Der Stufenschalter S3 wird ohne Endanschläge so umfunktioniert, dass sich 12 Strombereiche in 10-30-Teilung ergeben. Wunderbar um Energie sparende moderne Mikrocontrollerschaltungen auszumessen.

Die Widerstände R37 und R38 sorgen für eine gewisse Vorlast des Transistordarlingtons T1..T3. Denn bei voll geschlossenen Transistoren verschlechtert sich das Regelverhalten enorm. Zudem sorgt R38 dafür, dass der Basisruhestrom über die Ableitwiderstände R34..R36 nicht durch den Ausgangsshunt läuft. Damit ließe sich eine leicht negative Ausgangsspannung erzielen, wenn's not tut (keine Regelgrenze bei verbleibenden Offsetfehlern).

Eine Offsetkompensation erscheint mir nur beim I/U-Wandler angemessen. Alle Einstellregler R0..R10 sind in der Reihenfolge ihrer Nummerierung abzugleichen. Dazu wird bis R3 ein Voltmeter an die Ausgangsklemmen angeschlossen, ab R4 ein Amperemeter. Die ~-Angaben sind als Mittelwert zu lesen, die symbolischen Einsteller sind entsprechend aus Reihen- und Parallelschaltung von Einstellreglern und Festwiderständen zusammenzusetzen. Siehe unten. Wie bei Shunts üblich wird der kleinste (R33) über den I/U-Wandler abgeglichen, alle übrigen durch Zuschaltung eines Einstellreglers.

Der Transistor T4 begrenzt den Ausgangsstrom auf für den Transistor KU607 ungefährliche Werte, auch wenn etwas mit der OPV-Schaltung nicht stimmt (bspw. zu träge ist). Dieser Betriebsfall äußert sich durch zwei dunkle Leuchtdioden D11..D12. Der Skalenendwert des Zeigerinstruments ist bei der Endstellung von S3 10 A, durch die zweite Strombegrenzung kommen aber maximal 6 A raus.

Der Schalter S2 schaltet die beiden Wicklungen des Trafos entweder parallel oder in Reihe. Zusätzlich schaltet er die Verstärkung von IC1A um. Mit einem 2-poligen Umschalter geht das nicht; nur mit diesem DDR-typischen Schalter. Der Trafo liefert einen Kurzschlussstrom von 7 A (Reihenschaltung) bzw. 14 A (Parallelschaltung), also ordentlich „Bums“.

Wichtig beim Nachbau ist eine peinlich sternförmige Erdung an der Anschlussklemme +⃝! Dies wurde nicht extra eingezeichnet.

Das Kurzschließen des Messwerks und das Entladen des Ausgangselkos über den Netzspannung führenden Schalter S1 wurde so beibehalten. Geräteprüfern dürfte das graue Haare wachsen lassen, aber ich verlasse mich hierbei auf Bestandsschutz.

Ein praktikables Labornetzgerät erlaubt einen weiten Strom-Einstellbereich, zweckmäßigerweise von wenigen Milliampère bis zu einigen Ampère. Dazu bedarf es eines präzisen Stromteilers.

Mit den verfügbaren Einstellreglern ist es nicht ganz einfach, einen dekadischen Stromteiler im Bereich 0,1 Ω bis 100 Ω (und größer) zu bauen, für 1 V Spannungsabfall maximal. Bei Reichelt gibt es Einstellregler bis herunter zu 10 Ω. Daher wird eine Kombination aus Reihen- und Parallelschaltungen benutzt, um ±20 % Stellbereich zu haben. Dabei ergeben sich recht krumme Kennlinien. Der kleinste Widerstand (0,1 Ω) wird nicht abgeglichen, alle anderen Widerstandswerte richten sich nach jenem. Übrigens, so funktionieren alle Labornetzgeräte sowie alle Ampèremeter.

Der größte Strom ergibt sich aus der Belastbarkeit von R1. Beim Endwert von 10 A muss dieser 10 W verheizen können.

Die Belastung von R6 ist grenzwertig, da die Wärme nur auf einem kurzen Bahnstück umgesetzt wird. Sollte der Schleifer nahe dem Linksanschlag stehen, sollte R4 auf 1,1 Ω verkleinert werden (= zum Austausch bevorraten).

Die Verlängerung der Kette hin zu größeren Widerständen und kleineren Strömen ist dann sehr einfach mit handelsüblichen Werten (als nächstes 680 Ω fest + 470 Ω einstellbar) möglich.

Diese Abart von Laborspannungsquellen kann sowohl positive als auch negative Spannungen und Ströme liefern, in jeder Kombination. Dazu wird eine Spannungsvorgabe mit zwei Stromlimits eingegrenzt, oder umgekehrt eine Stromvorgabe mit zwei Spannungslimits. Am einfachsten benutzt man für so ein Gerät einen integrierten Leistungsverstärker, etwa den TDA2030. Dieser liefert bis zu ±15 V und ±3,5 A, gesichert eher ±12 V und ±3 A. (Ein stabilisiertes Netzteil locht sich nicht, sondern besser ein perfekt dimensionierter Trafo, der aber unter Last einbrechen darf. Daher kann man bei ±3 A nur ±10 V erwarten. Der TDA2030 kann auf jeden Fall nur bis 3 V an die Betriebsspannungsgrenzen aussteuern, der Rest ist Verlust.) Da das nicht allzu viel ist, bietet sich praktisch ein Doppelgerät mit gemeinsamer Masse an. So kann man eine Brückenschaltung für mehr Spannung oder eine Parallelschaltung für mehr Strom mit einbauen. Es gibt auch leistungsfähigere Verstärker mit mehr Spannungshub, etwa dem TDA7293 mit ±60 V Speisespannung und ±10 A Stromergiebigkeit. Mit typisch 50 mA Ruhestrom stellen sich auch ohne Ausgangslast bereits über 5 Watt Verlustleistung ein; ein Betrieb ohne Kühlung verbietet sich. Leider ist das Strom messen in einer Brückenschaltung bei diesem Spannungsumfang deutlich erschwert; hier bietet sich der Aufbau als Einzelgerät an.

Für die Spannungs- bzw. Stromvorgabe bietet sich eine Einspeisemöglichkeit für einen Funktionsgenerator an, so dass man das Ganze als Audioverstärker oder Wechselspannungsnetzteil verwenden kann. Falls ein Mikrocontroller eingebaut wird, kann dieser per DDS die üblichen Frequenzen oder Rauschen generieren. Auch das Laden und Entladen eines Akkus lässt sich so überraschend einfach lösen, mit dem Nachteil eines exorbitant schlechten Wirkungsgrades. Aber Labornetzgeräte sind nun mal nicht auf Wirkungsgrad optimiert.

Zur Strommessung ist es hier wohl besser, den Spannungsabfall am Shunt mit einem Instrumentationsverstärker, etwa INA126, oder besser einem sogenannten bidirektionalen High+Low-Side Shunt-Stromsensor, etwa INA225 abzugreifen. (Da gibt's nicht allzu viel Auswahl, was den gewünschten Gleichtakteingangsspanungsbereich abdeckt.) Das erspart die extra Hilfsspannungsquelle pro Ausgang. (Für den Brückenbetrieb darf der Shunt nicht in der Masseleitung sitzen.)

Für die Drehstromsimulation muss das Gerät mit (mindestens) 3 Ausgängen aufgebaut werden. Ein gemeinsamer Mikrocontroller kann dann die geeignete Kurvenform generieren und dabei Spannung, Frequenz und Oberwellengehalt variieren. Für „echten“ Drehstrom (400 V) muss man's allerdings komplett diskret aufbauen. In diesem Fall wird man sich sicherlich für magnetische Strommessung entscheiden, typischerweise mit Kompensationsstromwandlern.

Optoisolierte Endstufe⚓

Wie oben angegeben ist zur Low-Side-Strommessung eines Einzelgerätes eine stromlos gesteuerte Endstufe erforderlich, entweder via MOSFET-Treiber oder mit Optokopplern.

Die Variante mit Optokopplern benötigt in dieser Gegentakt-AB-Endstufe keine Komplementärtransistoren! Die Vorstufe schickt einen konstanten mittleren Strom von 100 µA durch die Leuchtdioden der beiden Optokoppler, während der Ausgang des Operationsverstärkers IC1A den Strom gegenläufig von 0..10 mA verstellen kann, wobei die Stromübernahme in den Milliampere-Bereich bei ca. ±2 Volt erfolgt. Der Mindeststrom sollte so auf jeden Fall verwendet werden, um Übernahmeverzerrungen zu vermeiden.

Betrachtet man zunächst nur den oberen Leistungsteil mit dem Darlingtontransistor T2, so fällt eine Kaskodeschaltung aus OK1 und T1 auf. Diese ist erforderlich, da es keine Optokoppler (mit Bipolarausgängen) mit über 70 V Ausgangsspannung gibt, jedoch die doppelte Speisespannung (hier 120 V) erforderlich ist. Das Widerstandsverhältnis aus R2 und R3 bestimmt die Spannung über den Optokoppler und kann leicht geändert werden. Der Strom aus dem „kaskodierten“ Optokoppler treibt direkt die Darlingtonendstufe. Diese ist mittels R1 und T3 vor Überstrom sicher geschützt. Der MJ11016 enthält bereits Basisableitwiderstände, so dass der Kaskodenstrom durch R2 und R3 sowie ein Teilstrom durch OK1 nicht zum Ausgangsstrom beiträgt. Notfalls kann auch einer über die Kollektor-Emitter-Strecke von T3 parallel geschaltet werden.

R4 dient zur Symmetrierung des Stromübertragungsverhältnisses der beiden Optokoppler und Endstufen sowie zur Einstellung des Ruhestroms. Diesen stellt man wechselseitig mit R9 so ein, dass bei inaktivem IC1-Ausgang (bspw. aus Fassung ziehen) der Ruhestrom ca. 50 mA beträgt (macht immer noch 6 W Ruheleistung) und die Ausgangsspannung etwa mittig bei 0 Volt liegt. Der Ruhestrom stellt geringstmögliche Stromübernahmeverzerrungen sicher. Audio-Endstufen werden so ähnlich abgeglichen.

Im Prinzip stellt die obere Halbbrücke nichts anderes als einen Leistungs-Optotransistor mit immerhin 200 W dar. Die untere Halbbrücke genauso. Im Schaltplan sind die beiden Blöcke violett markiert.

Die angegebenen Transistorkennwerte dienen als Anhaltspunkt für eigene Umdimensionierungen. Die etwas unbeliebten TO3-Gehäuse haben hervorragende Wärmeleitwerte, und das auch ohne Federklammer oder ähnliche Hilfsvorrichtungen. Daher sollte man bei solcher Leistungabfuhr sich durchaus die Mühe mit den zwei Schrauben machen. Ein (nicht eingezeichneter) Temperaturschutz sollte die beiden Optokoppler stromlos oder wenigstens stromarm schalten. Am einfachsten geht das mit einem ausgangsseitig programmierbaren OPV für IC1A oder der Abtrennung desselben oder von R11.

Will man trotzdem Komplementärendstufen verwenden, bietet sich der MJ11017 als pnp-Darlington an, den man in den oberen (!) Brückenzweig setzt und so unisoliert auf einen Kühlkörper mit T6 montieren kann. Der Kühlkörper führt dann – sehr sinnfällig – das Potenzial der Ausgangsspannung.

Irgendwann zerfasern alle Tragegriffe aus Leder. Diese ersetzt man praktischerweise mit einem 3D-Druck aus TPU oder einem anderen flexiblen Material. Sieht dann wie im folgenden Bild aus: