Lüfter

Triac-Steuerung mit 2 Leistungsstufen, einfach Schwingungspaketsteuerung. Bei Badlicht sofort geringe Drehzahl (für den Stuhlgang mit Absaugung).

Bei warmer Dusch-Warmwasserleitung volle Drehzahl. (Die Warmwasserleitung lässt sich oftmals leicht finden und mit einem billigen Heißleiter „messen“. Das erspart recht gut einen Feuchtesensor.) Die Nachlaufzeit nach dem Duschen ergibt sich aus dem Temperaturabfall der Warmwasserleitung. Daher sollte der Heißleiter möglichst nicht unter einer dicken Isolierung, sondern an einer nackten Stelle der Warmwasserleitung angebracht werden.

Nachlauf mit voller Drehzahl abhängig von der „Nutzungsdauer“ (= Licht). Zusätzliche Einschaltmöglichkeit zum Wäsche trocknen. Ein ATtiny13 und etwas Fußvolk reicht dafür.

Das einpulsige Kondensatornetzteil mit C1 = 100 nF liefert nur 3 mA. Entsprechend Strom sparend muss die Mikrocontroller-Schaltung sein. Der Triac T1 wird mit kurzen Impulsen mit > 10 mA gezündet, die von C3 (und C2) geliefert werden. Der mit nur 64 kHz laufende Mikrocontroller trägt mit ≈ 100 µA kaum zur Gesamtstromaufnahme bei. Überschüssiger Strom aus dem „Netzteil“ wird von IC2 in Wärme (max. 15 mW) umgewandelt.

Bei der Entwicklung der Firmware gab es einige kritische Stellen zu umschiffen:

• Da der Eingang PB1 = INT1 nicht mit einer unendlich steilen Flanke angesteuert wird, kam es zu Mehrfachauslösungen des Interrupts. Daher werden alle Folgeinterrupts in einer Zeitspanne von 16 ms ignoriert.
• Da die Eingänge PB3 und PB4 zur Abfrage der Schalter mit aktivem Pullup betrieben werden, wirkt dieser mit R6 bzw. R7 als Spannungsteiler. Damit ist die Abfrage nur bei etwa 90° Phasenwinkel möglich. Der Verzicht auf die Pullups würde die Eingänge zu empfindlich auf kapazitiv eingestreute Störungen machen. Damit die langsame Spannungsänderung keinen Einfluss auf die Stromaufnahme hat, werden diese (und auch alle anderen) Eingänge per Register DIDR0 deaktiviert gehalten und nur bei 90°-Phasenwinkel kurz aktiviert und abgefragt. Interessanterweise behindert DIDR0 nicht den INT0. Das ist dokumentiert: Das Bit ist unwirksam bei freigegebenem Interrupt.
• Die Länge des Zündimpulses für den Triac T1 ist ziemlich kritisch. Zu lange Werte entladen C2 zu sehr, und der Brown-Out-Detektor von IC1 könnte ansprechen. 2 ms erschien im Muster übermäßig lang. Brown-Out-Reset ist gewollt, um beim Verschwinden der Stromversorgung keine Steuerimpulse auf den Triac auszugeben. Zu kurze Werte wiederum führen zu Fehlzündungen auf Grund des induktiven Anteils der Last. Oder die Firmware kommt durcheinander. 0,5 ms war im Muster zu kurz. Mit 1 ms funktioniert es gut.
• Das Initialisierungsverhalten des Mikrocontrollers erschien etwas wirr: Manchmal legte der Motor kurz oder dauerhaft los. Die Ursache ist ein Fehler des avr-gcc in Verbindung mit Registervariablen. Dieser hat die Register nicht (in main()) auf Null setzen lassen, sondern diese Anweisungen wegoptimiert — entdeckt durch die Kontrolle des Assemblerlistings. Daher ein Stück Assembler im Hauptprogramm, um die beiden Register zu löschen. Mit volatile hatte ich bereits anderswo schlechte Erfahrungen gesammelt.

Die Firmware sollte gleichermaßen mit 50 Hz und 60 Hz laufen. Die Netzfrequenz ist dabei die Zeitbasis für alle Verzögerungs-Konstanten (am Anfang des Quelltextes). Daher ist auch keine Oszillator-Kalibrierung erforderlich.

Die Inbetriebnahme sollte mit einem leistungsstarken Trenntrafo oder direkt am PEN-Netz (das ist in Verbindung mit einem typischen erdverbundenen Oszilloskop nur ohne Fehlerstromschalter möglich!) erfolgen, wobei der Fußpunkt des Triacs auf PEN gelegt werden muss. Trenntrafos haben den Nachteil der Verzerrung der Kurvenformen bei Phasenanschnitt. Oszillografisch gesehen bewirkt der Kondensatormotor nur unwesentlich Phasenverschiebung, was die Firmware vereinfacht. Auf Entstörmaßnahmen kann verzichtet werden, weil nur am Nulldurchgang geschaltet wird und die geschaltete Leistung recht gering ist.

Die Schaltschwelle für den Temperatursensor ist in der derzeitigen Firmware auf 50 % festgelegt. Mit einem Heißleiter mit einem Nennwiderstand 220 kΩ (bei 25 °C) kann man für R9 einen Festwiderstand von 100 kΩ einsetzen. Dann liegt die Schaltschwelle recht reproduzierbar bei 40 °C. Heißleiter sind hinreichend engtoleriert.

Wöllte man die Netzfrequenz halbieren (nicht dritteln), bräuchte man, um den Motor gleichspannungsfrei zu halten, eine Brücke aus 4 Triacs, davon zwei Opto-Triacs. Machbar, aber eben aufwändiger.

Einen Ausgang für die Spiegelheizung habe ich erst mal an RESET vorgesehen, aber nicht getestet.

Zum Betrieb einer Kloschüssel-Besaugung ist es vorteilhaft, zwischen Raum- und Kloschüsselentlüftung umschalten zu können. Statt zweier Lüfter bietet es sich an, für PVC-Rohre DN70 servobetätigte Luftklappen zu haben, die außerdem standardmäßig geschlossen sind. Dadurch vermeidet man Entlüftungseffekte durch Wind und Schornsteinzug und damit den ungewollten Austausch der Raumluft (= Auskühlung) im Winter bei Nichtbenutzung des Bades.

Foto
3D-Modell
3D: Luftklappe
3D: Servohalter

CAD-Dateien zum 3D-Drucken (zurzeit noch ohne spezifische Servo-Anpassung), Solid Edge 17.

Die Luftklappe schließt im Winkel von 70° und hat dazu abgeschrägte Kanten. Sie wurde dazu konstruktiv per Wurstschnitt aus einem Zylinder herausgeschnitten. Zur Montage in das Innere des PVC-Rohrs wird ein Draht ⌀ 2 mm sowie eine Schraube M3 benötigt, die eine Klemmung des Drahtes realisiert. Der Draht wird zu einer geeigneten Kurbel für den Servoantrieb gebogen.

Der Servohalter wird von außen an das Rohr mit 2 langen Kabelbindern festgemacht. Sein massiver Aufbau ist für eine magere 10-%-Füllung beim 3D-Druck ausgelegt. Am Flansch wird der Servomotor befestigt. Durch geeignete Auslegung des Kurbelarms und des Pleuels (ebenfalls aus Draht zu biegen) kann der volle 180°-Stellbereich des Servos bis zu seinen Totpunkten ausgenutzt werden. Dadurch genügt der kleinstmögliche Servo auch wenn die Klappe etwas klemmt.

Bei einem Exemplar mit 100 m³/h fiel 2019 prompt der Mikrocontroller aus. Als SMD-Typ lohnt sich der Verbleib bei PIC nicht so recht, da ich eher ein AVR-Fan bin. Eine Ersatzschaltung mit ATtiny13A wurde an Stelle des DIL-Schalters eingebaut. Der Schaltplan ergibt sich aus dem Anfang der C++-Datei. Den habe ich nun ein paar Jahre später doch noch in Eagle gezeichnet und eine hypothetische Platine erstellt.

Die Funktionsweise entspricht der Firmware vom Meltem-Lüfter, mit folgenden Änderungen:

• Statt der Frequenzdrittelung wurde eine Schwingungspaketsteuerung zur Leistungsreduktion verwendet: Zwei von drei Vollwellen werden durchgelassen. Dadurch sinkt die Leistung nicht so sehr, und der Rauchschutz wird geöffnet. Eine probeweise Phasenanschnittsteuerung erlaubte zwar eine feinere Drehzahlsteuerung, generiert aber deutlich hörbares 100-Hz-Brummen. Nun liegt das Störgeräusch bei 16,7 Hz und ist unter dem Luftgeräusch kaum hörbar.
• Die Abfrage der Eingänge wurde an die vorhande Schaltung des Helios-Lüfters angepasst: Ist ein Schalter eingeschaltet, gibt es keine Wechselspannung am entsprechenden Eingang des Mikrocontrollers. Daher werden hier fleißig Flanken gezählt, um einigermaßen störsicher die Schalterstellung (Licht und Zwang) abzufragen.
• Der Temperatursensor (auf der Warmwasserleitung zur Dusche) wurde hier nicht implementiert. Zwei Mikrocontroller-Pins sind aber noch frei für Erweiterungen.

Die gesamte Mikrocontrollerschaltung ist netzgetrennt mittels Optokoppler und Opto-Triacs. Netztrennung ist für einen Hausbus-Anschluss ohnehin erforderlich. Ich gehe hier vom Typ TP-1 (9600 Baud RZ EIB) aus. Außerdem steht USB zur Verfügung.

Die Steuerung des Motors erfolgt über einen Umrichter Marke Eigenbau und einem gesonderten netzverbundenen Mikrocontroller. Die Drehzahlvorgabe erfolgt quasianalog mittels Optokoppler. Es genügt U/f-Steuerung.

Als Leistungstransistoren dienen gefundene IRFR420A aus defekten Vorschaltgeräten für Leuchtstoffröhren. 3 Ω Einschaltwiderstand sind zwar nicht allzu üppig, 17 nC Gate-Ladung können von einem sparsamen 150-mA-MOSFET-Treiber in 113 ns umgeladen werden. Für einen 40-W-Lüftermotor sollte es reichen: Der Spulenstrom sollte bei 200 mA liegen, der statische Spannungsabfall bei 600 mV und die statische Verlustleistung bei 100 mW. Umschaltverluste fallen sicherlich mehr ins Gewicht. Eine gesonderte Kühlung ist nicht vorgesehen. Auch eine PFC entfällt bei Leistungen unter 75 Watt.

Da der Umrichter mit schwankender Zwischenkreisspannung zurecht kommt, darf der Glättungselko vergleichsweise klein ausfallen. Das verlängert die Ladezeiten, stresst die Diodenbrücke weniger, verringert netzseitige Oberwellen ein wenig, verringert den Einschaltbums und erlaubt eine knapper dimensionierte Sicherung.

Gegen Brückenkurzschluss enthält der Mikrocontroller eine hardware-getriebene Schnellabschaltung („Fault Protection Unit“). Der stromproportionale Spannungswert wird hier dem Analogvergleicher zugeführt. Bei 1,1 V Spannung über R8 wird abgeschaltet, das entspricht 1,1 A, bei 1,2 W Verlustleistung an R8. Richtig ausprogrammiert ist keinerlei Interruptlatenz im Spiel.

Für einen dreiphasigen Mini-Frequenzumrichter ist ein ATtiny261 wie geschaffen. Drei Hi-Lo-Side-MOSFET-Treiber und sechs kleine Hochspannungstransistoren und nur wenig Firmware, fertig ist der künstliche Drehstrom. (Oder ein „Drehstrom“ mit 90° Phasenversatz für echte Kondensatormotoren.) Nachteilig ist, dass der Mikrocontroller an Netzspannung „hängt“, was die Kommunikation erschwert. Die zu generierenden Spannungsverläufe aus der Zwischenkreisspannung sind nicht allzu sinusförmig, wie dort erklärt.

Extra Optokoppler wie in jener Vorlage würden den Aufwand erheblich steigern, auch für die Stromversorgung des Ganzen. Je nach Firmware und Bestückungsvariante erfolgt die Drehzahlvorgabe per Analogwert oder digital-seriell mittels RS-232. Ein weiterer Optokoppler IC9 realisiert den Rückkanal.

Als Hilfsnetzteil ist ein Kondensatornetzteil nahezu ungeeignet, weil nicht stromergiebig genug für die Gate-Ansteuerung. Günstiger ist es, aus einem PC- oder Monitor-Netzteil die Standby-Stromversorgung auszuschlachten. Diese liefert primärseitig 15 V für die Versorgung des Schaltnetzteil-ICs sowie sekundärseitig 5 V (und eine weitere Spannung für den TL494 beim PC). Verzichtet man zunächst auf die Verwendung der Sekundärspannung und schließt den Frequenzumrichter an der Primärseite(!) an, ergeben sich folgende Vorteile und Konsequenzen:

• Die Primär-Hilfsspannung ist für MOSFET-Gates genau richtig
• Für die Mikrocontroller-Versorgung genügt ein zusätzlicher Festspannungsregler 78L05
• Die Sekundärseite bleibt frei für die Versorgung weiterer Steuerelektronik
• Der Mikrocontroller muss so lange im Energiesparmodus verbleiben, bis das Schaltnetzteil tatsächlich angelaufen ist. Im einfachsten Fall durch Abwarten einer Zeitspanne, komfortabler durch Auswerten der Referenzspannung eines UC3842 o.ä.
• Die MOSFET-Treiber sollten (ohne Ansteuerung) querstromarm sein. Die ausgesuchten drei IR2101 mit ihren typisch 150 µA (max. 270 µA) reichen da geradeso.

Handy-Netzteile genügen nur dann, wenn sie nicht bloß aus einem Sperrschwinger bestehen, sondern einen IC mit Anlaufschaltung ähnlich UC3842 enthalten. Der Gleichrichter und das Netzfilter muss dann allerdings für den Hauptverbraucher (den Umrichter und den Moter) umdimensioniert werden.

Zum Anschluss der Steuerelektronik (wahrscheinlich ein Arduino oder ein Raspberry) bietet sich der „Missbrauch“ einer USB-A-Buchse an wie bei einem Ladegerät, mit folgender Anschlussbelegung:

1. 5P (5 Volt, 1 A von der Sekundärseite des Netzteils)
2. D– = TTL-TxD = RS232-Sendedaten über Optokoppler (Katode; Anode via Widerstand an 5P)
3. D+ = TTL-RxD = RS232-Empfangsdaten über Optokoppler (Kollektor mit Widerstand an 5P; Emitter an 00)
4. 00 (Bezugspotenzial)

Damit würde ein echtes USB-Device den Zustand SE1 „sehen“, genauso wie beim Anschluss an ein USB-Ladegerät mit verbundenem D+ und D–. (Das SE1 kommt bei Ladegeräten durch den Pullup-Widerstand an D+ (Full-Speed) bzw. D– (Low-Speed) zustande.) Ein Eigenbau-USB-Device kann das erkennen, um dann eine RS-232-Kommunikation zu versuchen und den Umrichter zu erkennen. Natives USB über eine Potenzialbarriere (hier Optokoppler) wäre dagegen unverhältnismäßig aufwändig, daher dieser „Missbrauch“.

Überlegenswert wäre hier auch der direkte Anschluss an den Hausbus. Die RZ-Kodierung macht der ATtiny261 „mit links“, da ohnehin das RS-232-Protokoll per Software gemacht werden muss.

Folgende Sensorik steht dem Steuer-Controller zur Verfügung:

• Lichtsensor (erspart die zusätzliche Zuführung des Badlichts, nur bei fensterlosem Bad), alternativ PIR-Detektor (bei Bad mit Fenster) sowie Fensterkontakt
• Temperatur- und Feuchtesensor (ermöglicht die Berechnung der relativen Feuchte und des Taupunkts)
• Dehnmessstreifen am Klogestell (ermöglicht die drahtlose Erkennung einer „Sitzung“), alternativ GMR-Sensor (höhere Empfindlichkeit als ein Reedkontakt durch Fliesen hindurch) und Magnet im Klodeckel
• Temperatursensor an der Warmwasserleitung zur Dusche/Badewanne (zur Früherkennung einer Feuchtebelastung)
• Temperatursensor in Bodennähe (um Betauungsgefahr zu messen)
• Handschalter (zur Zwangsaktivierung, etwa zum Trocknen von Wäsche)

Nur im Extremfall soll der Lüfter in voller Leistung laufen, wenn Licht eingeschaltet ist, nämlich bei gefährlich hoher Feuchte. Ist das Licht aus, ist es egal, wie laut der Lüfter ist. Ohne Feuchte springt der Lüfter nur an, wenn ein Signal vom Klo kommt, dann bei geschlossener Ansaugklappe. Die Ansaugklappe bleibt beständig geschlossen, um Rohrschall von anderen Etagen unhörbar zu machen, wenn der Lüfter gar nicht läuft.

Wer ein Haus hat (mit Einzelesse ist gemeint), sollte den Lüfter weit weg vom Bad gleich unter's Dach platzieren! Denn Distanz ist der beste Schallschutz. Der Luft ist es egal, wo der Lüfter sitzt, es geht hier nicht um Vakuumpumpen (die möglichst nahe am Rezipienten sitzen müssen). Notfalls lassen sich die Stromleitungen auch gleich mit im Rohr verlegen.

Für Luftschall, der sich längs des Rohres zum Bad hin ausbreitet gibt es sog. Telefonieschalldämpfer und Rohrschalldämpfer. Diese kann man aus Streckmetall und Mineralwolle auch selber basteln: Aus Streckmetall (noch besser: Dachrinnen-Laubschutz aus Plast) formt man sich ein Innenrohr, um das eine Lage Mineralfilz (Glaswolle) gewickelt wird. Das Ganze steckt man in ein passendes Hüllrohr aus PVC, an dessen Enden Übergangsstücke für geringere Durchmesser angeschlossen werden können oder auch nicht. Je dicker und flauschiger (lockerer) die Mineralwolleschicht, desto besser der Schallschutz. 2..5 cm Dicke erscheinen sinnvoll. Das Innenrohr dient nur dazu, dass sich der Luftkanal nicht von selbst aus abfallenden Glaswollestückchen zusetzt — oder die Glaswolle nach und nach ins Freie abgepumpt wird. Ist der Filz genügend eigenstabil, kann das Innenrohr auch ganz entfallen. Die durchgezogene Luft sollte hinreichend sauber sein, um nicht die Mineralwoll-Oberfläche zu verdrecken oder gar zu verkleistern. Daher sollte im Bad und muss in der Küche ein auswaschbares Schmutzfilter vorgesetzt sein.

Dafür eignet sich ein preiswerter Magnetfeldsensor SM351LT. Mit einem Magneten im Klodeckel reicht eine Annäherung auf 3 cm, also brauchbar durch Fliesen hindurch. Reedkontakte sind hierfür schlicht zu unempfindlich.

Seine Anschlussbelegung erschließt sich nicht aus dem Datenblatt, sondern wurde durch Probieren herausgefunden:

Die optimale Ausrichtung von (stabförmigem) Magnet und Sensor für maximale Reichweite ist axial. Daher wurden dünne Drähte einseitig weggehend an das SOT23-Gehäuse angelötet und der Chip vertikal in ein kleines Loch der Installationsvorwand (Gipsfaserplatte Fermacell) oberflächennah versenkt.

Als Magnet dient ein kleiner würfelförmiger Neodym-Magnet mit ca. 4 mm Kantenlänge. Magnete aus alten Festplatten (Voice-Coil-Magnet) haben für diesen Anwendungsfall einen ungünstigen Feldverlauf.

Wie alle magnetbasierenden Lösungen ergeben sich Probleme durch das „überraschende“ Magnetfeld:

• Eisenteile werden unerwartet angezogen
• Eisen- und Rostpartikel sammeln sich über Jahre an der Stelle mit dem Magneten und färben deren Oberfläche braun. Dagegen gibt es (sehr wirksam!) Rostfleck-Entferner auf Permanganat-Basis.

Ein engwinkliger PIR-Sensor an der Decke löst das Problem der Präsenzerkennung recht zuverlässig. Leider ist das nicht unsichtbar, und im angegebenen Fall wurde diese Version verworfen. PIR geht IMHO nicht durch Fliesen.

Im Fall Struppen (Bad mit Fenster) ist ein einfacher PIR-Sensor neben dem Klodeckel angebracht, so wie man den von AliExpress bekommt. Gegenüber solchen für reguläre 68-mm-Unterputzdosen benötigt dieser nur ein 20 mm großes Loch und sieht dadurch einigermaßen dezent aus. Ideal wenn die Installationswand von hinten zugänglich ist. Er muss relativ unempfindlich reagieren: Nur Personen in unmittelbarer Nähe (< 50 cm) sollten den Sensor auslösen.

Erprobungswürdig wäre, ob ein Mikrowellen-Detektor durch Fliesen hindurch wirkt, bzw. ob die Empfindlichkeit dann immer noch ausreicht.

Eine sitzende Person zu detektieren ist sicherlich der zweckmäßigste Fall, insbesondere dann, wenn eine Absaugung für die Toilettenschüssel vorhanden ist. Entsprechende Wandhalter gibt es inzwischen von Geberit u.ä.