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Bild 6.1a: Der Auflade-
und der Entladezyklus der Speicherdrossel
mit Diode als Schalter | ||
Bei der Dimensionierung eines Abwärtswandlers ist zunächst eine Schaltfrequenz auszuwählen. Je höher die Frequenz ist, desto kleiner können Drossel und Elko ausfallen. Zu hohe Frequenzen verursachen jedoch Probleme mit der Entstörung und mit den Schaltzeiten der Bauteile. Zu niedrige Frequenzen können akustische Umweltverschmutzungen verursachen. Praktikabel sind Schaltfrequenzen zwischen 25 und 250 kHz. Für kleine Spannungen (unter 50 Volt) und kleine bis mittlere Leistungen gibt es ein reichhaltiges Angebot von Ringkern-Speicherdrosseln, die für die Abwärtswandler optimal geeignet sind. Diese Drosseln haben einen speziellen Pulverkern, der eine besonders hohe Sättigungsfeldstärke hat und wegen seiner relativ niedrigen Permeabilität keinen Luftspalt benötigt. Bei den handelsüblichen Speicherdrosseln wird die Strombelastbarkeit und die Induktivität im Katalog angegeben. Hier braucht man als Anwender nicht so viel berechnen. Leider verursachen Pulverkerne bei hohen Induktionsspannungen und hohen Schaltfrequenzen wesentlich höhere Verluste als Ferritkerne. Daher werden bei den entsprechenden Anwendungen häufig auch Speicherdrosseln mit Ferritkern und Luftspalt eingesetzt. Da Ferrit, genau wie Weicheisen, eine sehr hohe Permeabilität hat, ist die Berechnung von Ferritkerndrosseln genauso einfach wie bei den 50-Hz-Drosseln. Die Induktivität berechnet sich mit L ≈ μN A/l, (μ0 = 4π*10−7Vs/Am, N: Windungszahl, A, l: Querschnittsfläche und Länge des Luftspaltes in m2 und m), wobei wieder die Einschränkung gilt, dass bei größeren Luftspaltlängen der tatsächliche Wert deutlich höher liegt. Ferritkerne mit eingebautem Luftspalt werden auch häufig mit einem AL-Wert gekennzeichnet. Dieser Wert steht für Induktivität einer Windung auf diesem Kern. Die Induktivität einer Spule auf diesem Kern hat dann den Wert L = AL N2. Der AL-Wert hat den Vorteil, dass er alle Parameter des Kernes berücksichtigt und daher, im Gegensatz zur rein theoretischen Berechnung über den Luftspalt, eine recht genaue Berechnung der Induktivität erlaubt. Die maximale Stromstärke der Speicherdrossel errechnet sich dann ebenfalls genau wie bei der 50-Hz-Drossel mit Imax ≈ Bl/Nμ. Dabei ist zu beachten, dass die Sättigungsfeldstärke B des Ferrit bei nur etwa 0,4 Tesla liegt. Im Zweifelsfall gibt das Datenblatt des Herstellers genauere Auskunft. Auch hier erlaubt der AL-Wert eine genauere Berechnung der maximalen Stromstärke Imax = Φmax/NAL. Der maximale magnetische Fluss Φmax ergibt sich aus der Querschnittsfläche des Kernes und Bmax ≫ 0,4 T. Mit einem Induktivitätsmessgerät lässt sich der AL-Wert eines Kernes leicht bestimmen. Dazu legt man 10 Windungen eines isolierten Drahtes um den Kern und misst die Induktivität. Das Messgerät zeigt dann genau den 100-fachen AL-Wert des Kernes an. Der AL-Wert ist allerdings nur dann eine kernspezifische Konstante, wenn kein zusätzlicher Luftspalt eingefügt wird. Ein zusätzlich eingefügter Luftspalt verringert den AL-Wert.
Bei einer Minimaldimensionierung der Drossel geht der Strom während des Entladevorganges der Drossel fast auf null zurück um dann am Ende des Aufladezyklus etwa auf den doppelten Ausgangsstrom zu steigen. Der Drosselkern darf also beim doppelten Ausgangsstrom noch nicht in die Sättigung geraten.
Die minimale Induktivität der Spule hängt von der Schaltfrequenz f ab. Zur Berechnung geht man von dem ungünstigsten Extremfall aus, dass die Eingangsspannung sehr hoch ist und dass dementsprechend die Einschaltdauer des oberen Zweiges der Schaltstufe vernachlässigbar kurz gegenüber dem Entladezyklus der Speicherdrossel ist, der dann etwa der Periodendauer T = 1/f entspricht. Im Idealfall sollte die Drossel so bemessen sein, dass bei minimaler zu erwartender Ausgangslast der Spulenstrom während einer Periode noch nicht ganz auf null zurückgeht. Da die Spannung an der Drossel während des Entladezyklus fast konstant ist, sinkt der Strom linear und die Entladezeit lässt sich einfach berechnen. So wie sich die Entladezeit T eines mit Uo geladenen Kondensators bei konstantem Entladestrom I mit T = Uo C/I ergibt, kann die Entladezeit der Spule analog mit der Formel T = Io L/U berechnet werden. Dabei ist U die Ausgangsspannung Ua und I0 der maximale Strom der Drossel, also etwa der doppelte Ausgangsstrom Ia. Hat man sich für eine bestimmte Drossel für den zu bauenden Wandler entschieden, kann die minimale Schaltfrequenz f nach der Formel f = 1/T = Ua/2IaL berechnet werden. Ia ist der kleinstmögliche Ausgangsstrom im Normalbetrieb. Ist die Schaltfrequenz vorgegeben, muss die Induktivität mit L = Ua/2Iaf berechnet werden. In der Praxis muss man davon ausgehen, dass die Induktivität der Drossel bei höheren Strömen durch Sättigungseffekte deutlich abnimmt. Da die Induktivität bei höheren Strömen aber kleiner sein darf, ist das kein Problem. Ist der mögliche Bereich des Ausgangsstromes sehr groß, lässt es sich kaum vermeiden, dass der Drosselstrom bei niedriger Last noch vor Ende des Entladezyklus abreißt. Die Folge ist dann eine leicht gedämpfte hochfrequente Schwingung, die sich zwischen dem Abrisspunkt des Stromes und dem vorgesehenen Ende des Entladezyklus bildet (Totzeit). Die Schwingfrequenz ergibt sich aus der Parallelschaltung der Induktivität mit den parasitären Kapazitäten von Schaltstufe und Drossel. Die Entstehung einer Totzeit hat die Nachteile, dass die Ausgangsspannung bei einer ungeregelten Steuerung der Schaltstufe stark lastabhängig wird und dass u. U. die Entstörung der Schaltung wegen der hochfrequenten Schwingung etwas aufwendiger wird. Die Entstehung der Totzeit lässt sich konstruktiv entweder durch einen aktiven Schalter im unteren Zweig der Schaltstufe oder durch Verwendung einer nichtlinearen Drossel vermeiden. Nichtlineare Drosseln kann man z. B. dadurch bauen, dass die Luftspaltlänge nicht über die gesamte Querschnittsfläche des Kernes gleich ist. Bei kleinen Strömen können die Feldlinien dann noch den Bereich des Spaltes durchlaufen, der sehr kurz ist. Die Induktivität ist dann noch relativ groß. Bei größeren Strömen geraten dann die Bereiche des Kernes, die den Spalt teilweise überbrücken, in die Sättigung. Die Feldlinien müssen dann auch auf die Bereiche größerer Spaltlängen ausweichen, wodurch sich die Induktivität wesentlich reduziert. Natürlich gibt es auch für diesen gebräuchlichen Wandlertyp eine Reihe von integrierten Bausteinen, die z. T. außer Elkos und Drossel keine externen Bauteile mehr benötigen.
Relativ weit verbreitet und preiswert dürften inzwischen die Schaltregler aus der Simple-Switcher-Serie der Firma NSC sein. Diese gibt es in verschiedenen Leistungsklassen LM2574 (0,5A), LM2575 (1A) oder LM2576 (3A). Weitere werden sicher noch folgen. Diese Typen gibt es dann, jeweils erkennbar an den Endungen der Typenbezeichnungen, noch mit einstellbarer Ausgangsspannung oder mit verschiedenen Festspannungen. Außer der Drossel und den Elkos benötigen diese ICs noch eine externe Schottky-Diode. Ein Nachteil dieser ICs besteht darin, dass der Oszillator von außen nicht zugänglich ist und die Schaltfrequenz deshalb weder einstellbar noch synchronisierbar ist. Sie ist intern fest auf 52 kHz eingestellt. In den meisten Fällen dürfte das aber kein Problem darstellen.
Für eine saubere Regelung ist es noch wichtig, dass die Leitungen, die vom Ausgangselko zum IC gehen, möglichst stromlos sind. D.h., die Leitungen, in denen größere Ströme, vor allem Wechselströme, fließen, müssen separat zum Elko geführt werden. Im Schaltbild ist das durch eine entsprechende Leiterführung angedeutet. Auch die Leitungen für die Ausgangsspannung sollten separat direkt am Elko abgegriffen werden, da hier die Restwelligkeit am geringsten ist.
Außerdem sollten die Leitungen, in denen Wechselströme fließen, das sind die Verbindungsleitungen der IC Pins 1 und 2 des Eingangselkos und der Schottky-Diode, möglichst kurz sein. Dies ist vor allem bei hohen Ausgangsströmen von Bedeutung. Deshalb gehe ich ab Bild 6.1e näher darauf ein.
Für den Fall, dass die gewünschte Ausgangsspannung nicht den verfügbaren Standardwerten entspricht oder regelbar sein soll, gibt es noch regelbare Versionen dieser Regler-ICs. Die Funktion der regelbaren Versionen ist völlig identisch mit der der fest eingestellten. Die Referenzspannung für den Spannungsfühlereingang ist mit 1,23 Volt jedoch sehr niedrig gewählt. Damit lässt sich die Ausgangsspannung bis auf 1,23 Volt herunterregeln. In Bild 6.1b auf der rechten Seite ist so ein einstellbarer Abwärtsregler zu sehen. Der Spannungsteiler R1, R2 teilt die Ausgangsspannung auf 1,23 Volt herunter. Daraus errechnet sich die Ausgangsspannung zu Ua = 1,23 V (1 + R2/R1). Für R1 wird ein Wert zwischen 1 und 5 kΩ empfohlen.
Allerdings sind diese ICs noch nicht so lange auf dem Markt und es ist z.Z. noch keine Standardisierung zu erkennen. Deshalb möchte ich mich neben diesen ICs auch mit Lösungen beschäftigen, die auf Standardtypen basieren. Es gibt auch immer Fälle, in denen es nicht sinnvoll ist, auf fertige Lösungen zurückzugreifen. Die einfachsten Wandler mit preiswerten Standardbauteilen sind die selbstschwingenden Abwärtswandler mit als Schaltregler missbrauchten linearen Festspannungsreglern.
Ein weiteres interessantes Steuer-IC von ON-Semiconductor ist der MC34063A. Für kleine Ausgangsströme bis etwa 500 mA und Eingangsspannungen bis 30 Volt kann der Reglerbaustein, wie in Bild 6.1d gezeigt, ohne Treiberstufe eingesetzt werden. Das IC arbeitet mit Eingangsspannungen ab ca. 5 Volt. Die Ausgangsspannung wird durch den Spannungsteiler R2, R3 bestimmt. Die Ausgangsspannung stellt sich so ein, dass die Spannung an Pin 2 des ICs 1,25 Volt beträgt. Daraus ergibt sich wieder die bekannte Berechnungsformel für die Eingangsspannung Ua = 1,25 V (1 + R2/R1).
Ohne Treiberstufe lässt sich ein Ausgangsstrom von etwa 500 mA erreichen. Die Strombegrenzung wird durch den Widerstand Rsc bewirkt. Der MC34063 schaltet die Ausgangsstufe ab, sobald die Spannungsdifferenz zwischen Pin 6 und Pin 7 ca. 300 mV überschreitet. Bei Rsc = 0,33 Ω; sind das ca. 1 A. Der tatsächlich erreichbare Ausgangsstrom ist aber immer geringer. Bei optimaler Dimensionierung der Drossel, wenn der Strom vor dem Wiedereinschalten des Ausgangstransistors gerade nicht auf null zurückgeht, sind es ca. 500 mA. Wenn man die Drossel großzügig überdimensioniert, lassen sich fast 1 A erreichen. Ist die Drossel zu klein bzw. die Schaltfrequenz zu niedrig, wird auch der maximale Ausgangsstrom entsprechend kleiner. Das liegt daran, dass der Drosselstrom nach dem Einschalten zu schnell ansteigt und dadurch nur noch kurze Einschaltzeiten des Schalttransistors möglich sind.
Ein echter PWM-Regler erzeugt am Ausgang ein Rechtecksignal mit definierter Frequenz, dessen Tastverhältnis vom Regler immer so nachgestellt wird, dass die Ausgangsspannung ihren Sollwert beibehält.
Beim MC34063 funktioniert das leider nicht so gut. Der Regeleingang wirkt direkt auf den Ausgangsschalter. Dadurch kann es zu unkontrollierten (Regel)schwingungen kommen, die sich auch als unangenehmes Pfeifen und/oder Rauschen vor allem in der Speicherdrossel bemerkbar machen. Bei kleinen Leistungen ist das nicht so schlimm. Bei größeren Leistungen führt die damit verbundene Verschlechterung des Wirkungsgrades zu einer übermäßigen Erwärmung der Bauteile und zu verstärkten Störabstrahlungen.
Ich habe die Schaltung willkürlich für eine Ausgangsspannung von 5 Volt und einen Ausgangsstrom von 10 Ampere ausgelegt. Da die Betriebsspannung direkt am TL494 anliegt, darf die Eingangsspannung maximal etwa 35 Volt betragen und sollte für einen sicheren Betrieb nicht kleiner als 12 Volt sein. Ansonsten kann man die Schaltung durch entsprechende Änderungen in der Leistungsstufe leicht den eigenen Bedürfnissen anpassen.
Ein Komparator für die Strombegrenzung enthält der TL494 leider nicht. Deshalb muss man hier etwas mehr Aufwand treiben. Der Widerstand R11, der der Strombegrenzung dient, liegt direkt in der positiven Betriebsspannung. Ein diskret aufgebauter Komparator (T1/T2) überwacht die Spannung an R11. Über die Zenerdioden ZD1 und ZD2 wird der Komparator mit einer Vorspannung versorgt, um einen Arbeitspunkt festzulegen. Aus der Spannungsdifferenz der Zenerspannungen von 0,3 Volt ergibt sich dann auch die Ansprechschwelle der Strombegrenzung. Der Komparatorausgang wirkt einmal direkt auf den PWM-Modulator (Pin 3), um den Strom sofort zu unterbrechen und lädt zusätzlich C1 über D1 auf. An Pin 16 liegt der nichtinvertierende Eingang des zweiten Regelverstärkers, der durch direkte Gegenkopplung von Ausgang (Pin 3) auf den invertierenden Eingang (Pin 15) als Spannungsfolger die Spannung an C1 auf Pin 3 überträgt. Dadurch ist im Begrenzungsbetrieb auch eine kontinuierliche Stromregelung möglich. Die drei Bauteile D1, R4, R5 und C1 können aber auch entfallen, wenn man den zweiten Regelverstärker außer Betrieb setzt. Dazu wird Pin 16 auf Masse gelegt und Pin 15 mit der Referenzspannung (Pin 14) verbunden.
Ein Problem, das sich aus den schnellen Schaltzeiten des MOSFETs T1 ergibt, besteht darin, dass der Stromfluss innerhalb von µs-Bruchteilen von T1 auf D1 wechselt. Durch diese schnelle Stromänderung können in den Zuleitungen, die ja immer eine geringe Induktivität haben, erhebliche Spannungen induziert werden. Im Extremfall können dadurch sogar Bauteile zerstört werden. Um dies zu vermeiden sind beim Aufbau zwei wichtige Designregeln zu beachten.
Wenn T1 abschaltet, muss der Drosselstrom, der in diesem Moment maximal ist, innerhalb kürzester Zeit auf D1 umgeleitet werden. Da die Leitungen zu C7 womöglich etwas länger sind, muss diese Stromänderung von C6 abgefangen werden. C6 sorgt dafür, dass der Strom auf der Betriebsspannungsleitung kurzzeitig weiterfließen kann, bis er dann „langsam“ von der Masseleitung übernommen wird. Für C6 sind z. B. mehrere parallel geschaltete Keramikkondensatoren geeignet. Besser sind jedoch Folienkondensatoren mit niedrigem Innenwiderstand. C6 sollte nicht zu groß sein, damit die langsamere Änderung des Drosselstromes noch ordnungsgemäß an R9 gemessen werden kann.
Ein weiterer Schaltreglerbaustein, der zwar schon etwas veraltet ist, sich aber auch zu einem Industriestandard etabliert hat, ist der SG3524. Er ist genau wie der TL494 besonders gut für Gegentaktschaltungen geeignet und die Ausgangstransistoren können bei Eintaktanwendungen parallel geschaltet werden.
Da der SG3524 genau wie der TL494 Kollektor und Emitter der Ausgangsstufen herausführt, kann die Leistungsstufe, die hier etwas variiert ist, beliebig mit der aus Bild 6.1e ausgetauscht werden. Wegen des geringen Eingangsspannungsbereiches des Komparators ist ein Einfügen des Strommesswiderstandes in die positive Versorgungsspannung nicht ohne weiteres möglich. Beim SG3524 empfiehlt es sich immer, den Messwiderstand für die Strombegrenzung in die negative Versorgungsleitung zu legen.
Die Schwingfrequenz des Oszillators wird vom Hersteller mit der Näherungsformel f ≈ 1.15/RC angegeben. R und C sind die frequenzbestimmenden Komponenten an Pin 6 und Pin 7 des ICs. Je nach Variation der Schaltung können auch noch Anpassungen am Schalttransistor nötig sein. Der Basis-Emitter-Widerstand sollte so klein sein, dass der Transistor genügend schnell abschalten kann und keine unnötigen Schaltverluste verursacht. Der Basis-Vorwiderstand muss so klein sein, dass auch bei der kleinstmöglichen Eingangsspannung der Basisstrom noch ausreicht, um den Transistor voll durchzuschalten. Allerdings darf der Widerstand auch nicht zu klein werden, da der stark übersteuerte Schalttransistor sonst zusätzliche Schaltverluste verursacht. Außerdem darf der Ausgangsstrom des ICs maximal 100 mA betragen. Ein zu kleiner Basis-Vorwiderstand produziert natürlich auch selbst unnötige Wärmeverluste. Der Ausgangsstrom lässt sich noch erheblich vergrößern, wenn, außer der Anpassung der passiven Bauteile im Leistungsbereich, ein NPN-Leistungstransistor als Emitterfolger nachgeschaltet wird (siehe Bild). Allerdings handelt man sich mit dieser Maßnahme auch einen zusätzlichen Spannungsverlust von 0,5 bis 1 Volt in der Schaltstufe ein. Der Basis-Emitter-Widerstand des NPN-Leistungstransistors sollte nicht größer als 10 Ohm sein, um ein schnelles Abschalten zu ermöglichen. In Bild 6.1g ist eine Variante für höhere Eingangsspannungen zu sehen:
Da der Widerstand für die Strombegrenzung in der Masseleitung liegt, ist die Strombegrenzung unabhängig von der Betriebsspannung der Leistungsstufe. Das ist vor allem bei höheren Eingangsspannungen von Vorteil. Natürlich kann man auch dieses Konzept mit einem TL494 verwirklichen.
Genau wie bei den Rechteck-Leistungsgeneratoren lässt sich auch beim Step-Down-Wandler ein P-Kanal-MOSFET einsetzen, um höhere Betriebsspannungen bis etwa 200 Volt einfach zu schalten.
Bei niedrigen Ausgangsspannungen verursacht die Diode, die den Drosselstrom während der Sperrphase des Leistungsschalters übernimmt, einen relativ hohen Verlust. Das verschlechtert nicht nur den Wirkungsgrad des Wandlers, sondern bringt auch zusätzliche Kühlprobleme mit sich. Eine Alternative besteht darin, die Diode durch einen aktiv geschalteten MOSFET zu ersetzen. Der zusätzliche Schaltungsaufwand ist relativ gering, da hier ein N-Kanal-Typ angesteuert werden muss, dessen Source direkt mit Masse verbunden ist. In Bild 6.1k ist ein solcher Wandler zu sehen. Es handelt sich um eine Modifikation der Schaltung aus Bild 6.1e. Statt der Diode befindet sich hier der aktive Leistungsschalter T2, der im Gegentakt zu T1 arbeitet. Der angegebene Typ IRF1404 hat einen Einschaltwiderstand von nur 4 mOhm. Nimmt man einen Spitzenstrom von 30 Ampere an, entsteht ein maximaler Spannungsabfall von 0,12 Volt. Bei einer Schottky-Diode ist dagegen mit 0,4–0,5 Volt zu rechnen. T1 ist zwar deutlich hochohmiger, T2 ist aufgrund der geringen Ausgangsspannung aber wesentlich länger eingeschaltet und mit diesem Strom belastet. Der höhere Spannungsabfall an T1 fällt daher nicht so sehr ins Gewicht. Der Wirkungsgrad verschlechtert sich allerdings, wenn der Ausgang nicht voll belastet wird. Wegen der Gegentaktendstufe fließt auch ohne Ausgangslast ein erheblicher Blindstrom durch die Speicherdrossel. Daher ist es sinnvoll, die Induktivität größer zu wählen als es normalerweise nötig wäre. Ideal wäre eine nichtlineare Drossel, die bei geringer Last ihre Induktivität deutlich erhöht und somit die Verluste reduziert.
Bei Abwärtswandlern mit Gegentaktausgang ist zu beachten, dass die Wandlung bidirektional erfolgt. Lässt man Strom in den Ausgang fließen, wird er auf den Eingang zurücktransformiert. Das kann dazu führen, dass sich am Eingang eine Überspannung aufbaut.
Bild 6.1l zeigt einen Step-Down-Regler, dessen Funktionsweise ähnlich dem eines selbstschwingenden Sperrwandlers ist. Die Speicherdrossel besitzt deshalb noch eine Rückkopplungswicklung für den Schalttransistor. Auf einige Details der Funktionsweise werde ich daher erst in Kapitel 7 eingehen. Eine Besonderheit des Wandlers besteht darin, dass Eingangs- und Ausgangsspannung einen gemeinsamen Pluspol haben. Das hat den Vorteil, dass der Leistungstransistor, den es in dieser Klasse nur als NPN-Typ gibt, in Emitterschaltung betrieben werden kann. Wegen der unterschiedlichen Potentiale von Ausgangsspannung und Transistoransteuerung musste dafür aber ein Optokoppler eingesetzt werden.
Sinn des Gerätes ist, die Halogenlampe eines Belichters für professionelle Anwendungen mit einer stabilen Spannung zu versorgen. Ursprünglich wurde die Lampe mit einer Phasenanschnittsteuerung direkt an 230-V-Netzspannung betrieben. Folge war, dass die Helligkeit nicht stabil und die Lebensdauer der teuren Lampe nur kurz war. Ich hatte das Problem bereits in Kapitel 4 angesprochen.
Bei diesem Lampennetzteil wird die Lampe mit einer stabilen Gleichspannung versorgt. Damit ist die Ausgangsspannung und Lampenhelligkeit unabhängig von Netzspannungsschwankungen. Eine flinke Sicherung in der 300-V-Versorgung schützt die Lampe bei einem Netzteildefekt. Bei den Sicherheitsvorkehrungen ist zu beachten, dass dieses Netzteil wie jeder Step-Down-Regler, keine galvanische Netztrennung der Ausgangsspannung besitzt.
Wird der Fototransistor des Optokopplers leitend, fließt von der Hilfsspannung an C4 ein Strom auf R3. Da R3 relativ hochohmig ist, lädt sich C6 auf eine kleine Gleichspannung auf. Diese Gleichspannung addiert sich zu dem Spannungsabfall an R5, wodurch sich die Basisspannung von T1 erhöht. Je nach Höhe des Fotostromes genügt dann bereits ein geringerer Drosselstrom, um T1 entsprechend früher durchzuschalten. Mit dem Fotostrom lässt sich daher sehr leicht die Einschaltdauer von T2 steuern. Zum Steuern der LED im Optokoppler dient wieder der bekannte Shunt-Regler TL431. Sobald die Ausgangsspannung den Sollwert erreicht, liegt an dessen Steuereingang 2,5 Volt an. Er schaltet dann durch und an R13 entsteht ein genügend hoher Spannungsabfall, um die LED des Kopplers zum Leuchten zu bringen. Mit dem Trimmpoti P kann die Ausgangsspannung genau eingestellt werden.
Einen weiteren interessanten Abwärtswandler habe ich in Bild 6.1m aufgezeichnet. Der Wandler ist ebenfalls selbstschwingend und daher relativ einfach aufgebaut. Eine Besonderheit besteht darin, dass er, obwohl selbstschwingend, mit einer einfachen Speicherdrossel auskommt. Die angegebenen Bauteilwerte sind auf eine für viele andere Kapitel in diesem Buch interessante Anwendung ausgelegt. Der Wandler dient der verlustarmen Erzeugung einer Hilfsspannung für primärseitige Steuerelektroniken in Schaltnetzteilen. Insbesondere die gängigsten Steuer ICs SG3524 und TL494 besitzen keine Startvorrichtung, mit der man sie leicht mit einem Anlaufwiderstand starten und anschließend aus dem Wandlertrafo versorgen könnte. Außerdem erfordern diese Startverfahren zusätzliche Trafowicklungen, was manchmal unerwünscht ist. Die eleganteste Lösung ist eine separate Versorgung der Steuerelektronik mit einem eigenen einfachen Netzteil bzw. Abwärtswandler. Deswegen habe ich hier und auch in Kapitel 13.1 einige solche Wandler vorgestellt.
Sobald die Ausgangsspannung, mit der auch C1 geladen wird, etwa ihren Sollwert erreicht, beginnt die Zenerdiode ZD1 zu leiten. Dadurch wird die Basisspannung von T3 erhöht. Die höhere Basisspannung führt dazu, dass die Zündspannung von T2/T3 schon bei einem geringeren Sourcestrom von T4 erreicht wird. Der Wandler regelt also seine Ausgangsleistung herunter. Wegen seines einfachen Aufbaus ist der Wandler leider nicht kurzschlussfest. Im Kurzschlussfall kann die Betriebsspannung über D4 nicht mehr zugeführt werden, und der Wandler gelangt in einen undefinierten Betriebszustand, in dem sehr viel Verlustleistung in T4 umgesetzt wird. Das passiert zwar auch im Einschaltmoment, aber nur sehr kurzzeitig. Um größeren Schaden zu vermeiden, habe ich daher den Sicherungswiderstand R9 eingefügt, der im Fehlerfall durchbrennt. Im Normalfall ist der Wirkungsgrad so gut, dass der Transistor kein Kühlblech benötigt.
Um die Schaltung den eigenen Bedürfnissen anzupassen, lassen sich die Bauteile leicht umdimensionieren. Die Strombegrenzung wird durch den Wert von R8 auf ca. 300 mA festgelegt. Die Schwingfrequenz bestimmt die Speicherdrossel. Bei 10 mH liegt die Frequenz sogar im hörbaren Bereich, was bei kleinen Spulen aber kein Problem ist. Kleinere Induktivitäten haben den Vorteil, dass die Baugröße bei gleicher Strombelastbarkeit geringer ist. Die höhere Schaltfrequenz verschlechtert aber u. U. den Wirkungsgrad. Da die Ausgangsspannung auch der Versorgung der Gate-Ansteuerung dient, sollte sie bei dieser Schaltung im Bereich von 10 bis15 Volt liegen. Die Eingangsspannung kann in größeren Bereichen variiert werden. Dazu muss R2 so angepasst werden, dass der Anlaufstrom ca. 1 mA beträgt.
Ein leistungsfähiger Abwärtswandler zur Versorgung von Steuerelektroniken größerer Schaltnetzteile lässt sich auch sehr leicht mit einem UC3842 aufbauen. Dieses IC wurde ursprünglich als Steuer-IC für Sperrwandler-Netzteile mit konstanter Schaltfrequenz entwickelt und hat sich in diesem Bereich längst als Standardbauteil etabliert. Ich werde deshalb in Kapitel 7 bei den Sperrwandlern noch ausführlich darauf eingehen. Normalerweise ist der '3842 für Abwärtswandler nicht so gut geeignet. Mit dem Schaltungstrick in Bild 6.1n lässt er sich jedoch auch hier sehr effizient einsetzen. Zu diesem Zweck wird die Masse des '3842 nicht mit der Schaltungsmasse, sondern mit dem Sourcepotential des Schalttransistors verbunden. Nach dem Anlegen der Hochvolt-Eingangsspannung ist C5 entladen und an Speicherdrossel und D1 liegen praktisch null Volt an. Über R1 kann sich nun C1 bis auf ca. 15 Volt aufladen. Sobald der 3842 bei ca. 16 Volt einschaltet, schaltet auch der MOSFET durch und legt das Massepotential des '3842 auf die Eingangsspannung von z. B. + 300 Volt. Der Elko C1 versorgt dann den IC weiterhin mit der nötigen Versorgungsspannung, die jetzt + 315 Volt über Schaltungsmasse liegt und auch nötig ist, um den MOSFET trotz des Source-Potentiales von + 300 Volt voll durchzuschalten. Während der MOSFET durchgeschaltet ist, liegt an der Speicherdrossel eine Spannung von 300 Volt an, die den Strom linear ansteigen lässt. R9 bestimmt den Abschaltstrom, der hier bei maximal etwa 800–1000 mA liegt. Zu beachten ist wieder, dass die Speicherdrossel nicht nur den maximalen Dauerstrom verträgt, sondern auch bei dem Maximalstrom nicht in die Sättigung geraten darf
Prinzipiell ist diese Schaltung natürlich auch für Leistungswandler geeignet, sofern die Leistungsbauteile entsprechend angepasst werden. Weicht die Ausgangsspannung jedoch deutlich von 15 Volt ab, wird der Aufwand etwas höher. Bei niedrigeren Ausgangsspannungen müsste die Betriebsspannung des UC3842 (oder 3843) direkt und ausschließlich über den Anlaufwiderstand R1 zugeführt werden. D2 müsste dann einen kleinen Kondensator laden, dessen Spannung über den Spannungsteiler R2/R3 gemessen und geregelt würde. Bei höheren Ausgangsspannungen müsste diese über einen mit einem Emitterfolger gepufferten Spannungsteiler auf ca. 15 Volt heruntergeteilt werden, bevor sie auf D2 gelangt.
Sollen hohe Leistungen (bis in den kW-Bereich) bei hohen Spannungen gewandelt werden, kommen als Schalttransistoren nach heutigem Stand der Technik nur noch N-Kanal-Power-MOSFETs oder IGBTs in Frage. Leider lassen sich diese Transistoren bei Abwärtsreglern nicht so einfach ansteuern. Das Problem besteht darin, dass die Transistoren an der positiven Betriebsspannung liegen und deshalb als Source- bzw. Emitterfolger geschaltet werden müssen, wenn man, wie meistens üblich, den Minuspol als Masse definiert. Der Spannungshub des Steuersignales für das Gate muss dann um ca. 10 Volt größer sein als die Betriebsspannung. Dazu benötigt man nicht nur eine Hilfsspannung, sondern auch eine relativ hohe Steuerleistung. Um den Schalttransistor sauber ansteuern zu können werden steile Flanken benötigt. Das ist bei Steuerspannungen von einigen hundert Volt nicht so einfach. Außerdem kann es noch passieren, dass Stromlücken in der Speicherdrossel auftreten. Dann könnte die Source- bzw. Emitterspannung trotz negativer Steuerspannung auf einige 100 Volt über das Gate-Potential ansteigen. Dies würde den Transistor zerstören und muss deshalb mit entsprechendem schaltungstechnischen Aufwand verhindert werden. Aus diesem Grund bevorzugt man bei solchen Anwendungen eine potentialfreie Ansteuerung zwischen Gate und Source bzw. Emitter.
Eine Möglichkeit zur Erzeugung potentialfreier Steuerspannungen wäre z. B. der Optokoppler. Allerdings bräuchte man zwischen Koppler und Transistor noch eine Treiberschaltung, die mit einer Hilfsspannung versorgt werden müsste. Wegen der nötigen hohen Schaltgeschwindigkeit kämen auch nur sehr schnelle Koppler in Frage.
Geläufiger ist dagegen eine Trafokopplung. Hier braucht man keine zusätzliche Hilfsspannungsversorgung und kommt mit wenigen Bauteilen aus. Der Nachteil ist hier, dass durch Traforesonanzen u. U. unkontrollierte Schaltvorgänge verursacht werden können und das Tastverhältnis begrenzt ist. Bei extremen Tastverhältnissen kann es passieren, dass der Transistor nicht mehr richtig durchschaltet und zerstört wird. Ein Schaltbeispiel dazu hatte ich bereits bei den Rechteckgeneratoren in Bild 5.1b gezeigt.
Eine interessante Neuentwicklung auf diesem Gebiet sind elektronische Gate-Treiber-ICs. Diese ICs erlauben eine potentialfreie Ansteuerung von MOSFETs oder IGBTs mit Potentialunterschieden bis zu 600 Volt und neuerdings auch bis zu 1200 Volt, was bei 400-V-Drehstromanwendungen von Bedeutung wäre. Diese ICs benötigen ebenfalls eine Hilfsspannung auf Source-, bzw. Emitterpotential. Diese Spannung wird über eine Diode eingekoppelt, während Source oder Emitter des Transistors auf Massepotential liegen. Bei Abwärtsreglern kann es hier zu Anlaufproblemen kommen, da der untere Schalter nur eine Diode ist, die den Ausgang nicht zwangsläufig auf null schaltet. Erst wenn die Spannung durch die Ausgangslast auf nahezu null abgesunken ist, bekommt der Treiber genügend Betriebsspannung, um den Transistor durchzuschalten. Wenn erst Strom durch die Drossel fließt, sinkt die Spannung am Source bzw. Emitter nach jedem Abschalten immer wieder auf etwa −0,7 Volt, sodass die Betriebsspannung des Treibers periodisch über die Diode eingekoppelt werden kann. Auch eine 100%-ige Einschaltdauer des Transistors ist nicht zulässig, da dann die Versorgungsspannung des Treibers langsam absinkt und dieser irgendwann abschaltet.
Eine besonders einfache Lösung für einen Abwärtswandler lässt sich mit dem verbreiteten und preiswerten Siebenbeiner TNY276 aufbauen. Vergleichbar aber nicht pinkompatibel ist der Typ Viper12A. Ursprünglich dient dieser Baustein dem Aufbau sehr einfacher Sperrwandler-Netzteile für kleine Leistungen. Wie alle ICs dieser Art hat auch der TNY276 den Leistungsschalter auf der negativen Seite der Versorgungsspannung. Um ihn denoch als Abwärtswandler nutzen zu können, wurde der gleiche Trick angewendet wie im letzten Beispiel: Der Drain-Anschluss des Leistungsschalters, der normalerweise an die Primärwicklung des Wandlertrafos geht, ist direkt mit der positiven Versorgungsspannung verbunden. Die Pins des ICs, die normalerweise mit der negativen Versorgungsspannung verbunden sind, gehen dafür auf die ausgangsseitige Speicherdrossel. Damit ist natürlich der Regeleingang des TNY276 (Pin 1) masseseitig nicht mehr zugänglich. Im Datenblatt des vergleichbaren Typs LNK304 ist diese und weitere Topologien direkt angegeben.
Auch hier wurde wieder der gleiche Trick wie im letzten Beispiel angewendet: Die Tatsache, dass die Spannung der Massepins des TNY276 während der Sperrphase gegenüber der negativen Versorgungsspannung zumindest kurzzeitig auf etwa −0,7 V sinkt, wird dazu genutzt, C2 über D2 auf die Ausgangsspannung Ua aufzuladen. Damit steht Ua an C2 bezüglich der Massepins des TNY276 permanent zur Verfügung. Übersteigt Ua einen Wert von ca. 15 V, beginnt T1 zu leiten und den TNY276 herunterzuregeln. Der maximale Ausgangstrom der Schaltung wird im Wesentlichen durch die interne Strombegrenzung des TNY276 bestimmt. Wie man dem Datenblatt entnehmen kann, lässt sich diese in kleinen Grenzen durch die Wahl von C1 beeinflussen. Ansonsten gibt es aus dieser Serie auch eine ganze Reihe verschiedener ICs (TNY274…280) mit unterschiedlichen Strombegrenzungen. Natürlich lassen sich auch ganz andere Sperrwandler-ICs auf diese Weise als Tiefsetzsteller missbrauchen.
Um im Fehlerfall Schaden von der zu versorgenden Schaltung abzuwenden, sollte am Ausgang noch eine Zenerdiode (ZD2) angeschlossen werden. Falls auch die Strombegrenzung versagt, dient R3 als Sicherungswiderstand, der dann kontrolliert durchbrennt. Dazu gibt es spezielle feuerfeste Sicherungswiderstände.
Die Schaltung lässt sich recht kompakt aufbauen. Für L1 würde im Prinzip eine Miniaturdrossel mit entsprechender Strombelastbarkeit ausreichen. Allerdings ist darauf zu achten, dass zwischen den Spulenenden der Drossel eine Spannung bis zu 400 V auftreten kann. Standard-Miniaturdrosseln sind dafür nicht ausgelegt, da das innere Drahtende der Spule meistens auf der Innenseite des Spulenkörpers nach außen geführt wird und so direkt mit dem Draht am äußeren Spulenende in Berührung kommt. Hier kann es leicht zum Durchschlag der hauchdünnen Lackschicht des Kupferdrahtes kommen. Abhilfe schafft z. B. die Verwendung von zwei in Serie geschalteten 470-µH-Drosseln. Besser ist die Verwendung hochspannungsfester Drosseln. Dazu reicht es meistens schon aus, wenn der Spulenkörper eine seitliche Öffnung hat, durch die das innere Drahtende der Spule direkt seitlich herausgeführt werden kann. Alternativ kann man das innere Drahtende auch mit einem Isolierschlauch geschützt auf der Innenseite des Spulenkörpers an den oberen Spulenlagen vorbeiführen.