3.   Lineare Gleichspannungswandler

In diesem Kapitel möchte ich alle Formen der Gleichspannungsregler bzw. Wandler zusammenfassen, die ohne Zuhilfenahme von Wechselspannungen mehr oder weniger stabile Gleichspannungen oder auch Ströme liefern. Für die meisten Standardanwendungen gibt es natürlich bereits preisgünstige ICs, die im einfachsten Fall mit ein bis zwei externen Kondensatoren beschaltet werden müssen. Für speziellere Anwendungen ist es aber manchmal sinnvoll, einen Regler diskret oder mit entsprechender Beschaltung eines Standard-ICs aufzubauen. Außerdem ist es bei der Reparatur älterer Geräte sehr nützlich, die verwendeten Grundschaltungen zu kennen. Allen Wandlern dieser Kategorie ist gemeinsam, dass die Ausgangsströme und Spannungen immer kleiner oder maximal gleich den Eingangswerten sind. Spannung- bzw. Stromdifferenzen werden dabei in Verlustwärme umgesetzt.

3.1   Der Shunt-Regler

Der Shunt-Regler ist der einfachste aber auch unwirtschaftlichste Spannungsregler. Der Name kommt aus dem Englischen und bedeutet etwa Nebenschlussregler. Das Grundprinzip besteht darin, dass eine vorhandene Spannung soweit belastet wird, dass die erwünschte Spannung stabil anliegt. Falls die vorgeschaltete Spannungsquelle zu niederohmig ist, wird ihr Innenwiderstand durch einen zusätzlichen Widerstand erhöht. Das bekannteste Shunt-Element dürfte wohl die Zenerdiode sein, deren zweites Haupteinsatzgebiet der Überspannungsschutz ist. Zenerdioden werden, zumindest bei Spannungen über 2 Volt, in Sperrichtung betrieben und benutzen eine kontrolliertes Durchbruchverhalten der Sperrschicht. Vor der Halbleiterära wurden vorwiegend Glimmlampen mit einer Brennspannung von ca. 70–140 Volt (je nach Aufbau und Gasfüllung) zur Erzeugung relativ stabiler Referenzspannungen benutzt. Im höheren Spannungsbereich fand und findet man hin und wieder auch VDR-Widerstände. Allerdings lassen die Kennwerte dieser Bauelemente nur eine grobe Stabilisierung zu. Heutzutage werden sie nur noch als Überspannungsableiter benutzt. Da Shuntregler sehr unwirtschaftlich arbeiten, werden sie heute nur noch zur Erzeugung von Hilfs- bzw. Referenzspannungen mit sehr kleiner Belastung eingesetzt. Der Innenwiderstand der Spannungsquelle mit der Leerlaufspannung Ub wird mit dem Widerstand Rv zunächst vergrößert. Rv ist so zu bemessen, dass bei maximalem Ausgangsstrom und minimaler Eingangsspannung immer noch der für die Funktion des Shuntelementes erforderliche Mindeststrom (ca. 1 mA) durch dieses fließen kann.

Bild 3.1a: Glimmlampe als Shuntelement
Bild 3.1b: Zenerdiode als Shuntelement
Bild 3.1c: Einstellbarer Shuntregler mit IC TL431
Bild 3.1d: Sonderfall aus Bild 3.1c: R1=0
In den vier Skizzen sind die Beschaltungen der gängigsten Shuntelemente dargestellt. Früher machte man sich die Eigenschaft von Gasentladungslampen zunutze, bei einem relativ großen Entladungsstrombereich eine einigermaßen stabile Brennspannung zu halten. Bild 3.1a zeigt eine solche Glimmlampenstabilisierung. Bild 3.1b zeigt die gebräuchlichste Form des Shunt-Reglers mit einer Zenerdiode. Zenerdioden sind, wie Widerstände, mit Spannungswerten in der E24-Reihe, 5% Toleranz und verschiedenen Leistungsklassen erhältlich. Die Temperaturstabilität normaler Zenerdioden ist nur mittelmäßig und für messtechnische Zwecke ungeeignet. Soll der Shunt-Regler eine Referenzspannung, z. B. für einen A/D-Wandler, erzeugen, kommen spezielle Referenzdioden zum Einsatz. Bei Referenzdioden neuerer Bauart handelt es sich eigentlich um ICs mit 2 Anschlusspins. Diese ICs haben als Shuntelement geringe Werte in Bezug auf Spannungstoleranz, Temperaturdrift und dynamischen Innenwiderstand.

Ein besonders interessantes Shuntelement ist das IC TL431, das von vielen Herstellern unter ähnlicher Bezeichnung auf den Markt gebracht wurde. Bei diesem IC wurde der Spannungsmesseingang und die Stromsenke getrennt herausgeführt. Bild 3.1c zeigt eine einfache Beschaltung des TL431. Der Spannungsmesseingang hat einen temperaturstabilisierten Schwellwert von 2,5 Volt. Mit dem Spannungsteiler R1/R2 wird die Ausgangsspannung auf 2,5 Volt heruntergeteilt. Steigt die Ausgangsspannung, erhöht sich der Ausgangsstrom im IC soweit, dass die Spannung stabil bleibt. Mit dem Verhältnis von R1 und R2 lässt sich so jede Ausgangsspannung zwischen 2,5 und 35 Volt einstellen. Dabei ist jedoch zu beachten, dass der Eingangsstrom des ICs ca. 2 µA beträgt und temperaturabhängig bis zu etwa 1 µA schwanken kann. Je nach geforderter Genauigkeit sollte daher der Querstrom im Spannungsteiler um das 100 bis 1000-fache größer sein als die Eingangsstromschwankungen. Daraus ergibt sich für R2 eine Größenordnung von 2,2 bis 22 kOhm. In Bild 3.1d ist die Schaltung etwas vereinfacht. Der TL431 arbeitet hier als normale Referenzdiode mit 2,5 Volt Betriebsspannung. Eine Besonderheit im Schaltbild des TL431 ist die Kennzeichnung der Anschlüsse. Da das Bauteil aus einer Zenerdiode abgeleitet wurde, wurde auch das Schaltsymbol sowie die Bezeichnung der Anschlüsse, Kathode und Anode, übernommen. Wie bei der Zenerdiode wird auch beim TL431 die Anode mit Minus und die Kathode mit den Pluspol der Stromquelle verbunden. Der Steueranschluss wird üblicherweise mit „Reference“ bezeichnet.

Der TL431 ist so vielseitig, dass er nicht nur in Linearreglern sondern auch in vielen Schaltreglern eingesetzt wird. Die häufigste Bauform ist das TO92-Plastikgehäuse.

Weitere Gehäusevarianten sind DIP8 und SO8 (SMD). Inzwischen gibt es ihn auch im 3-poligen SOT23-Gehäuse.

3.2   Der Längsregler

Der wesentliche Unterschied zu Shunt-Regler besteht darin, dass sich zwischen Spannungein- und -ausgang ein Stellelement, meistens ein Transistor, befindet, dessen Leitfähigkeit so eingestellt wird, dass die Ausgangsspannung ihren Sollwert beibehält. Der große Vorteil ist, dass die Spannungsquelle nur soviel Strom liefern muss, wie am Ausgang wirklich gebraucht wird. Beim Längsregler muss deshalb lediglich der Spannungsabfall am Stellelement multipliziert mit dem Laststrom als Verlustleistung verheizt werden. Mit einem Längsregler können daher auch Spannungsversorgungen größerer Leistung realisiert werden. Besonders gerne werden sie auch in EMV-sensiblen Bereichen eingesetzt, da sie keinerlei hochfrequente Störspannungen produzieren und ihre Ausgangsspannung bei guten Reglern sehr rauscharm ist. Da es für Längsregler bereits eine Vielzahl preiswerter Standard-ICs gibt, werden sie überall dort eingesetzt, wo es nicht in erster Linie auf hohen Wirkungsgrad ankommt.

3.2.1   Shunt-Element als Längsregler

Prinzipiell ist auch ein Shunt-Element als Längsregler geeignet. Das Shunt-Element wird dann zwischen Ein- und Ausgangsspannung gelegt. Dies ist die einfachste Form des Längsreglers, die aber wieder einige Nachteile hat: Das Shunt-Element reduziert die Eingangsspannung um einen festen Wert. Die Ausgangsspannung ist daher genauso stabil oder unstabil wie die Eingangsspannung. Außerdem sind solche Anordnungen ohne besondere Vorkehrungen prinzipiell nicht kurzschlussfest. Das Haupteinsatzgebiet beschränkt sich vorwiegend auf die Erzeugung kleinerer Hilfsspannungen aus einer vorhandenen stabilen Betriebsspannung oder die Reduktion einer Betriebsspannung, um die zulässigen Grenzwerte eines ICs nicht zu überschreiten. In Bild 3.2.1 ist ein einfaches Beispiel zu sehen, in dem ein oder mehrere CMOS-Logik-Bausteine aus einer stabilen 24-V-Versorgungsspannung gespeist werden. Da CMOS-Bausteine der CD40xx-Reihe nur mit bis zu 15 Volt betrieben werden dürfen, wird die 24-V-Versorgungsspannung mit einer 10-V-Zenerdiode um 10 Volt reduziert.

Bild 3.2.1: Shunt-Element (Zener-Diode) als Längsregler

3.2.2   Der ungeregelte „Längsregler“

Bei dieser Form handelt es sich im Grunde genommen um eine Kombination aus Shunt- und Längsregler, wobei die Vorteile des einfachen Aufbaus des Shunt-Reglers mit dem besseren Wirkungsgrad des Längsreglers verbunden werden.

Bild 3.2.2a: Regler für positive Ausgangsspannungen
Bild 3.2.2b: Regler für negative Ausgangsspannungen
Der Shunt-Regler besteht aus dem Vorwiderstand R und der Zenerdiode ZD. Der Längstransistor T arbeitet als Emitterfolger und dient nur der Erhöhung der Belastbarkeit des Shunt-Reglers. Je nach Stromverstärkung des verwendeten Transistors kann die Ausgangsspannung Ua um das mehrmals hundertfache der Spannung an ZD belastet werden, während ohne Belastung nur ein relativ schwacher Strom durch R fließt.

Natürlich hat dieser Einfachstregler wieder einige Nachteile: Neben der fehlenden Kurzschlussstrombegrenzung ist auch die Stabilität der Ausgangsspannung nur mittelmäßig. Selbst wenn es durch die Verwendung hochwertiger Referenzdioden gelingt, die Spannung an ZD stabil zu halten, ist die Ausgangsspannung um die Schwellspannung des Transistors niedriger als die Zenerspannung. Die Schwellspannung kann aber, je nach Temperatur und Belastung, zwischen etwa 0,4 und 0,8 Volt liegen. Die Ausgangsspannung hat dementsprechend einen Unsicherheitsbereich von ca. 0,4 Volt.

Dieser Reglertyp funktioniert gleichermaßen für positive wie für negative Spannungen. Bei negativen Spannungen wird einfach der NPN- durch einen PNP-Transistor ersetzt und die Zenerdiode umgepolt (Bild 3.2.2b).

3.2.3   Der geregelte Längsregler

Im Gegensatz zum ungeregelten Längsregler, der eigentlich kein Regler ist, enthält der geregelte Längsregler einen Regelkreis, der die Ausgangsspannung misst und so mehr oder weniger präzise konstant hält. Vom Schaltungsaufwand her spielt es auch kaum eine Rolle, ob die Ausgangsspannung fest oder variabel ist.

Bild 3.2.3a: Urform der Spannungsreglers
Bild 3.2.3b: Hochstabiler Regler mit TL431
Bild 3.2.3c: Regler mit Strombegrenzung
Bild 3.2.3a zeigt die einfachste Regelschaltung, die auch in vielen älteren Spannungsreglern zu finden ist. Der Widerstand R1 schaltet zunächst den Transistor T1 durch, sodass die Ausgangsspannung Ua ansteigt. Über den Spannungsteiler P–R2 wird Ua geteilt und auf die Basis von T2 gelegt. Mit der Zenerdiode ZD erhöht man die Schwellspannung von T2 künstlich, damit der relative Einfluss der durch Temperaturabhängigkeit gekennzeichneten Schwellspannung von T2 wesentlich kleiner wird. Durch die Wahl geeigneter Zenerdioden mit positivem Temperaturkoeffizienten ist sogar eine gewisse Temperaturkompensation möglich. Ist die Ausgangsspannung so hoch, dass an der Basis von T2 die erhöhte Schwellspannung anliegt, beginnt dieser zu leiten. Dadurch wird aber der über R1 kommende Basisstrom für T1 über den Kollektor von T2 abgeleitet. So reduziert sich die Ausgangsspannung, bis an der Basis von T2 wieder die Schwellspannung anliegt. Mit dem Poti P lässt sich dann die gewünschte Ausgangsspannung einstellen. Die niedrigstmögliche Ausgangsspannung ist die Schwellspannung. Sie wird dann erreicht, wenn die Basis von T2 direkt mit der Ausgangsspannung verbunden ist. Um hochfrequente Regelschwingungen zu vermeiden, muss die Ausgangsspannung mit dem Elko C gegen Masse abgeblockt werden. Soll die Schaltung größere Ströme liefern, ist es bei T1 nötig, zwei bis drei Transistoren in Darlington-Schaltung hintereinanderzuschalten. Bei Parallelschaltung mehrerer Transistoren für T1 ist es erforderlich, die Emitter der einzelnen Transistoren mit je einem niederohmigen Widerstand zu entkoppeln. Die Entkoppelungswiderstände sorgen für eine gleichmäßige Stromverteilung auf alle Transistoren.

Ersetzt man T2 und ZD durch einen TL431 (Bild 3.2.3b), vereinfacht sich nicht nur die Schaltung, sondern man erhält auch noch eine hochstabile Ausgangsspannung. Die minimale Ausgangsspannung entspricht jetzt der Schwellspannung des TL431, also 2,5 Volt.

Bild 3.2.3c zeigt eine weitere Verbesserung der Schaltung durch eine Strombegrenzung. Der Ausgangsstrom, der durch R3 fließt, bewirkt an diesem einen Spannungsabfall. Überschreitet die Spannung an R3 ca. 0,6 Volt, beginnt T3 zu leiten und sperrt T1. Durch die Wahl von R3 kann so eine beliebige Strombegrenzung gewählt werden und der Regler wird kurzschlussfest. Um die Spannungsregelung durch den Spannungsabfall an R3 nicht zu stören, muss der Abgriff des Potis P an der Ausgangsspannung auf jeden Fall hinter R3, also direkt am Ausgang erfolgen. Bei diesen und auch folgenden Schaltungen gibt es grundsätzlich zwei unterschiedliche Möglichkeiten, das Poti anzuschließen: Wenn das Poti, wie in diesen Beispielen, als Spannungsteiler mit variablem Abgriff arbeitet, erhält man bei einem linearen Poti eine progressive Kennlinie. D. h. im unteren Bereich ändert sich die Spannung nur geringfügig, während man im oberen Bereich eine starke Änderung der Spannung in Abhängigkeit von der Potidrehung erreicht. Ist die kleinste Spannung z. B. 2,5 Volt, hat man bei halb aufgedrehtem Poti gerade mal etwa 5 Volt. Das kann vorteilhaft sein, wenn man kleine Spannungen genauer einstellen will als große. Verbindet man den Schleifer des Potis direkt mit der Verbindung zu R2, arbeitet das Poti als einstellbarer Widerstand. Da jetzt an R2 immer 2,5 Volt (bei TL431) anliegen, fließt durch R2 und das Poti immer ein konstanter Strom. Die Spannung am Poti ist daher proportional zum Einstellwinkel. Damit ist auch der Zusammenhang zwischen Einstellwinkel und Ausgangsspannung linear.

3.2.4   Low-Dropout-Regler

Normale Spannungsregler mit Längstransistor in Darlingtonschaltung, der als Emitterfolger arbeitet, haben zwischen Ein- und Ausgang einen Spannungsabfall von mindestens 1,5 … 2 Volt. Für manche Anwendungen ist es wichtig, dass ein Spannungsregler auch dann noch einwandfrei arbeitet, wenn die Eingangsspannung z. B. nur 0,5 Volt über dem Sollwert der Ausgangsspannung liegt. Im Folgenden möchte ich ein Beispiel aus meiner Praxis anführen. Das Problem bestand darin, dass in einem Computer ein Grafik-Chip mit einer stabilen 5-V-Betriebs- und Referenzspannung versorgt werden musste. Die etwa 5,1 Volt aus dem Netzteil waren so unsauber, dass man, über die Referenzspannung des D/A-Wandlers kommend, die Störungen als unangenehmes Flimmern auf dem Bildschirm sehen konnte. Wegen der Stromaufnahme des Chips von etwa 0,2 A hätte die Erzeugung der 5 Volt aus der 12-Volt-Netzteilspannung mittels eines Längsreglers zusätzliche Kühlprobleme mit sich gebracht. Die Lösung war ein Längsregler, der die unsauberen 5,1 Volt auf stabile 4,8 Volt herunterregelte. Die Differenzspannung von 0,3 Volt reichte aus, um alle Störungen auszuregeln, und der Grafik-Chip arbeitete mit 4,8 Volt noch einwandfrei. In Bild 3.2.4a ist das Schaltbild des verwendeten Reglers zu sehen.

Bild 3.2.4a: Stabiler Low-Drop-Regler
Herzstück des Reglers ist wieder der beliebte TL431, der die Ausgangsspannung misst. Der Spannungsteiler R4–R5 ist so bemessen, dass der TL431 bei ca. 4,8 Volt Ausgangsspannung anspricht. Die Zenerdiode ZD am Emitter von T2 bewirkt, dass T2 erst dann zu leiten beginnt, wenn seine Basisspannung ca. 3,5 Volt übersteigt. ZD ist erforderlich, damit der TL431 T2 sperren kann, ohne dass die minimale Kathoden-Arbeitsspannung von ca. 2,5 Volt unterschritten wird. Unterschreitet die Ausgangsspannung 4,8 Volt, steigt die Kathodenspannung des TL431 und T2 beginnt zu leiten. Durch den Kollektorstrom von T2 beginnt dann auch T1 zu leiten, wodurch sich die Ausgangsspannung wieder erhöht. Da T1 in Emitterschaltung arbeitet, kann die Differenzspannung zwischen Ein- und Ausgangsspannung unter 0,2 Volt liegen. Allerdings wird durch diese Schaltung auch der Regelkreis unstabiler. Daher ist am Ausgang auch ein besonders großer Abblockkondensator von mindestens 100 µF erforderlich.

Eine Strombegrenzung ist bei diesem Reglertyp nicht so einfach wie beim normalen Längsregler. Ein Strommesswiderstand würde zusätzlich einen Spannungsabfall von bis zu 0,6 Volt verursachen. Die einfachste Möglichkeit ist hier die Begrenzung des Basisstromes von T1. Dieser muss über R3 fließen, an dem maximal ca. 1 Volt abfallen kann. Da die Stromverstärkung von T1 in weiten Grenzen streuen kann, muss R3 bei Bedarf experimentell ermittelt werden. Integrierte bipolare Low-Drop-Regler sind z. T. genauso aufgebaut wie der in Bild 3.2.4a. Neben dem größeren Abblockkondensator lässt sich daher auch eine weitere Besonderheit am Schaltbild erklären: Wird die minimale Eingangsspannung unterschritten, versucht der Regler die Sollspannung am Ausgang aufrecht zu erhalten, indem er den Längstransistor T1 voll durchschaltet. Je nach Dimensionierung des verwendeten Reglers kann dann der Basisstrom von T1 wesentlich größer werden als der normale Betriebsstrom des Verbrauchers. Die Stromaufnahme des Reglers normalisiert sich erst wieder, wenn die für den Regelungseinsatz erforderliche Mindestspannung überschritten wird. Steht nur eine schwach belastbare Spannungsquelle zur Verfügung, kann es so passieren, dass die Schwelle für die Mindestspannung nicht überschritten werden kann. Dies betrifft aber vor allem ICs älterer Bauart.

Auch bei stabilisierten Netzteilen mit niedrigen Ausgangsspannungen kann es wichtig sein, den Spannungsverlust möglichst gering zu halten. Immerhin reduziert der Spannungsverlust den Wirkungsgrad bei kleinen Spannungen erheblich. Relativ einfach lassen sich solche Regler realisieren, wenn zur Ansteuerung des Längstransistors eine etwas höhere Spannung zur Verfügung steht. In einem konventionellen Netzteil wird die ungeregelte Gleichspannung aus einer Trafowicklung eines 50-Hz-Trafos gewonnen. Ich habe in Bild 3.2.4b mal zwei einfache Möglichkeiten aufgezeigt, eine erhöhte Hilfsspannung für den Längstransistor zu erzeugen, ohne dass eine zusätzliche Wicklung am Trafo benötigt wird.


Bild 3.2.4b: Low-Dropout-Regler/Netzteil mit Hilfsspannungserzeugung
Ist die zu erwartende Brummspannung am Elko C2 deutlich über 2 Volt, kann die linke Variante verwendet werden. Der Elko C1 wird nur wenig belastet und lädt sich daher auf den positiven Spitzenwert der Eingangswechselspannung auf. Die Regelung kann nur richtig funktionieren, wenn das Spannungsminimum an C2 immer noch größer ist als die Ausgangsspannung. Wenn dies der Fall ist, ist aber auch die Spannung an C1 immer mindestens um den Wert der Brummspannung größer als die Ausgangsspannung. Bei einer Brummspannung von über 2 Volt reicht das, um einen Logik-Level-MOSFET voll durchzuschalten. Bei niedriger Belastung reduziert sich zwar die Brummspannung, das ist aber kein Problem, weil sich ja auch die Spannung an C2 und C1 erhöht. Im rechten Bild ist eine verbesserte Variante zu sehen. Über C4 wird der Wechselspannungsanteil am Brückengleichrichtereingang auf einen zweiten Gleichrichter eingekoppelt und zur Spannung an C2 addiert. An C1 liegt dann etwa die doppelte Spannung wie an C2 an. Mit dieser Spannung lassen sich dann im Normalfall auch normale MOSFETs ansteuern.

Eine einfache Strombegrenzung lässt sich bei Low-Dropout-Reglern leider nicht so einfach realisieren, da diese dann doch wieder einen Spannungsabfall von ca. 0,6 Volt bei Maximallast verursachen würde. Hier reicht es meistens auch aus, die Sekundärwicklung mit einer Schmelzsicherung abzusichern, zumal, wenn es sich nicht um ein Experimentier- oder Labornetzteil handelt. Im rechten Teil von Bild 3.2.4b habe ich noch eine Möglichkeit eingezeichnet, den Ausgangsstrom zu begrenzen, ohne einen zusätzlichen Spannungsabfall zu erzeugen. Die Zenerdiode ZD begrenzt die Gate-Source-Spannung. Das Sättigungsverhalten des MOSFET begrenzt dann den Ausgangsstrom. Diese Art der Begrenzung ist allerdings ungenau und kann auch dazu führen, dass die Dropout-Spannung bei großer Last ansteigt.

Im nächsten Bild ist links das Prinzip der Hilfsspannungserzeugung noch einmal angegeben: Die Wechselspannung am Eingang wird mit einer Delon-Schaltung via C1 kapazitiv abgegriffen, gleichgerichtet und auf die positive Augangsspannung addiert.


Bild 3.2.4c: Hilfsspannungserzeugung
Dies funktioniert jedoch nur bei nennenswerter Belastung von Ua, bei fehlender Belastung bricht die eingangsseitige Wechselspannung zusammen, und C1 wird nicht mehr entladen: Der Laststrom von +Ua nach 0 V muss größer sein als der Hilfsstrom von ++Ua nach +Ua.

Bei den oben angegebenen Low-Dropout-Reglern ist der lastarme Betriebsfall in der Regel ohne Belang, da dann ohnehin genug Überspannung an Ua anliegt. Ansonsten tut es auch eine Mindestlast, etwa mit einem zusätzlichen Lastwiderstand.

Für die anderweitige Verwendung der Hilfsspannung, etwa in Labornetzgeräten, sorgt der eingefügte Transistor T1 rechts für die Entladung von C1 und das Laden von C4. T1 muss die maximale Scheitelspannung der Eingangswechselspannung an seiner Kollektor-Emitter-Strecke abhalten können, daher ist hier kein Typ angegeben. R2 begrenzt den maximalen Kollektorstrom. Mit komplementärer Schaltungstechnik lässt sich so auch eine negative Hilfsspannung „unterhalb“ des Anschlusses 0 V erzeugen.

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