Auch Sinuswandler können als Eintakt- oder als Gegentaktwandler aufgebaut werden. Eintaktwandler können sehr einfach aufgebaut sein, sind aber nicht so gut für hohe Leistungen geeignet. Damit der Eintaktwandler stabil schwingt, muss die Blindleistung im Vergleich zur Ausgangsleistung relativ hoch gewählt werden. Bei hohen Leistungen kann sich daraus schon ein Kosten- und Platzproblem ergeben. Außerdem muss der Schalttransistor überdimensioniert werden, damit er in der Anlaufphase, wenn der Schwingkreiskondensator noch ungeladen ist, nicht überlastet wird.
Gegentakt-Sinuswandler, speziell der Royer-Oszillator, lassen sich dagegen, ähnlich wie ZCS-Resonanzwandler, für beliebig hohe Leistungen aufbauen.
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Bild 11.1a: Niedervolt-Sinusgenerator, ungeregelt
Bild 11.1b: Hochvolt-Sinusgenerator, ungeregelt |
Wges = 1/2 C2Ue2 + 1/2 LIc2, wobei L die Induktivität der Primärspule ist.
Im Spannungsmaximum befindet sich diese Energie vollständig in C2. Nach dem Energieerhaltungssatz gilt Wges = 1/2 C2Ue2 + 1/2 LIc2 = 1/2 CUc2 → C2Ue2 + LIc2 = C2Uc2 → Uc = √Ue2 + Ic2 L/C2.
An T1 liegt im Maximum die Summe aus Betriebsspannung Ue und Ladespannung Uc UCE = Ue + Uc an. Somit ergibt sich als Spitzenspannung am Transistor
UCE = Ue + √Ue2 + Ic2 L/C2. Wenn ich nun L mit 1 mH annehme, komme ich mit den Werten aus Bild 11.1b auf rund 613 Volt und eine Schwingfrequenz von ca. 23 kHz. Die Sinusspannung ist demzufolge auch nur leicht verzerrt. Zu beachten ist, dass selbst im Leerlauf im Schwingkreis ein effektiver Blindstrom von ca. 1,5 Ampere fließt. Kondensator und Primärspule müssen daher ausreichend belastbar sein. Der Einsatzbereich eines ungeregelten Sinuswandlers ist sehr vielseitig. Er reicht vom einfachen Hilfsspannungsgenerator bis zum elektronischen Vorschaltgerät für Gasentladungslampen. In letzterem Fall muss der Trafo eine so hohe Streuinduktivität haben, dass der Wandler kurzschlussfest wird. Die Hilfswicklung muss sich dicht bei der Primärspule befinden, damit der Wandler sauber schwingen kann.
Damit T1 möglichst genau zu dem Zeitpunkt einschaltet, wenn die Kollektorspannung etwa null ist, benötigt man eine hohe Basis-Steuerspannung aus der Rückkopplungswicklung. Als sehr praktikabel hat sich ein Wert von ca. 30 VSS erwiesen. Dies bedeutet allerdings, dass die Basisspannung bis auf −30 Volt sinken kann. Damit die maximale Basis-Emitter-Sperrspannung von ca. 5 Volt nicht überschritten werden kann, wird im Emitter noch die Diode D4 eingefügt. Wenn die Basis zu negativ wird, kann auch das Emitterpotential negative Werte annehmen, sodass die B-E-Sperrspannung nicht so groß wird.
Wenn die Schwingung weitgehend ungedämpft ist, fließt während der ersten Hälfte der Einschaltzeit von T1 ein reverser Strom, mit dem ein Teil der im Schwingkreis gespeicherten Energie zurück in die Spannungsquelle wandert. In der zweiten Hälfte der Einschaltzeit fließt der Strom in die normale Durchlassrichtung von T1 und führt die zuvor entnommene Energie wieder in den Schwingkreis. Wurde dem Schwingkreis an anderer Stelle Energie entnommen, ist die reverse Stromflussphase entsprechend kürzer. Die Diode D3 nimmt den Reversstrom vollständig auf.
Die Diode D2 im Kollektor sorgt dafür, dass während der Reversstromphase das Kollektorpotential nicht negativ wird. Das würde auch die Basisspannung herunterziehen und das Steuersignal stören.
Soll ein Sinuswandler als Schaltnetzteil eingesetzt werden, wird man meistens eine Regelung der Amplitude vorsehen. Schaltungstechnisch wird er ähnlich aufgebaut wie ein Sperrwandler. Der Wirkungsgrad ist i. d. R. deutlich höher als bei einem vergleichbaren Sperrwandler. Die Schaltverluste sind geringer, weil die Kollektorspannung nach dem Abschalten von T1 nur langsam ansteigt und weil sie bereits null ist, wenn er einschaltet. Die Streufeldenergie bleibt im Schwingkreis und muss nicht entsorgt werden. Außerdem läuft die Frequenz im Leerlauf nicht hoch, was den Stromverbrauch bei geringer Last deutlich senkt. Die Amplitude der Sinusspannung kann nicht kleiner als Ue werden. Das schränkt den Regelbereich leider etwas ein. Die negative Halbwelle hat immer die konstante Auslenkung Ue. Je stärker die negative Halbwelle abgeplattet ist, desto höher wird die positive Halbwelle. Die Regelung ist also nur möglich, wenn auf der Sekundärseite die Halbwelle während der Sperrphase von T1 gleichgerichtet wird. In Bild 11.1c ist ein primärseitig geregelter Sinuswandler zu sehen.
Stellvertretend für die Ausgangsspannung wird die negative Halbwelle der Basis-Steuerspannung für T1 von D5 gleichgerichtet und mit C4 gesiebt. Wenn die Spannung an C4 so groß wird, dass die Zenerdiode ZD zu leiten beginnt, wird der Basisstrom von T3 abgezweigt, und er beginnt zu sperren. Dadurch kann sich C5 etwas negativer aufladen, wodurch auch das gesamte Basis-Steuersignal etwas negativer wird. In T1 fließt dann ein geringerer Basisstrom und der Sättigungsstrom wird auch geringer. Je niedriger der Sättigungsstrom ist, desto unverzerrter wird die Sinusspannung und desto niedriger wird die positive Halbwelle. So kann die Höhe der positiven Halbwelle geregelt werden. Sekundärseitig wird die positive Halbwelle gleichgerichtet und bestimmt daher die Höhe der Ausgangsspannung. Bei stärkerer Belastung wird auch die positive Halbwelle durch die Gleichrichterdiode D6 abgeplattet. Die Schwingfrequenz wird dadurch niedriger und die Sinusspannung entartet eher zu einer Trapezform. Der Wandler arbeitet dann fast wie ein Sperrwandler. Mit den angegebenen Bauteilwerten lassen sich Ausgangsleistungen von 40–50 Watt erreichen. Soll der Sinuswandler sekundärseitig geregelt werden, braucht einfach nur der Fototransistor des Optokopplers parallel zu Zenerdiode ZD angeschlossen werden (Kollektor des Fototransistors an Basis von T3). ZD kann im Prinzip auch entfallen, da die Ausgangsspannung durch die Strombegrenzung ohnehin begrenzt wird. Für die sekundärseitige Ansteuerung des Optokopplers ist eine der bereits bei den bisherigen Netzteilen verwendeten Standardregelschaltungen einsetzbar.
Natürlich kann man Sinuswandler auch mit MOSFETs aufbauen. Entsprechende Grundschaltungen habe ich im Bereich Oszillatoren beschrieben.
Eine interessante Anwendung des Trapezwandlers besteht in einem einfachen DC-DC-Wandler für hohe Eingansspannungen bis zu ca. 800 V. Solche Spannungen können z. B. in den Bereichen Photovoltaik, Elektroautos und natürlich in den Zwischenkreisen von 400-V-Drehstromnetzteilen vorkommen. Häufig werden dort Wandler mit hoher Leistung eingesetzt, die allerdings eine Hilfsspannung geringer Leistung für die Steuerelektronik benötigen. In diesem Leistungsbereich setzt man normalerweise kleine Sperrwandler ein. Bei Eingangsspannungen bis zu 800 V ergeben sich da aber erhebliche Probleme. Zunächst bereitet die Beschaffung von MOSFETs ausreichender Spannungsfestigkeit einige Probleme. Zwar sind MOSFETs für Sperrspannungen bis zu 1500 V erhältlich. Diese sind aber relativ teuer und u. U. nicht immer kurzfristig beschaffbar. Weiterhin stört der hohe Rdson solcher Hochspannungs-MOSFETs. Erschwerend kommt hinzu, dass Sperrwandler nicht resonant schalten. D.h., die Energie der parasitären Kapazitäten muss bei jedem Einschaltvorgang im MOSFET verheizt werden. Da die in den parasitären Kapazitäten gespeicherte Energie mit dem Quadrat der Spannung wächst, ist alleine dieser Verlustanteil bei 800 V 6–7 mal so hoch wie beim Betrieb an normaler Netzspannung. Abhilfe schafft ein primärseitig ungeregelter Trapezwandler.
Da die Anlaufwiderstände nicht genügend Basisstrom für den normalen Schaltbetrieb liefern, werden die Koppelkondensatoren über die Widerstände R3 und R5 belastet. Dieser Laststrom muss in der Flussphase über die Basen der Transistoren fließen und dient dem sauberen Durchschalten der Transistoren. Die Dioden D1 und D5 ermöglichen eine ungehinderte Aufladung der Koppelkondensatoren durch die Anlaufwiderstände R2 und R4 während der Anlaufphase. Die Emitterdioden D2 und D8 haben die gleiche Funktion wie in anderen bereits beschriebenen Sinuswandlern: Sie halten die recht hohe negative Basisspannung von der B-E-Diode fern, ohne die Schaltgeschwindigkeit der Transistoren zu mindern.
Der untere Schalttransistor T2 ist zusätzlich mit einer Strombegrenzung, bestehend aus D6, D7 und R6 versehen. So kann man ein kontrolliertes Ende der Flussphase vor Eintritt der Kernsättigung steuern. Sekundärseitig wird die Spannung mit einem Brückengleichrichter abgenommen. So können Sperr- und Flussphase zur Energieübertragung genutzt werden. Eine primärseitige Regelung der Ausgangsspannung ist so natürlich nicht möglich. Dazu dient hier beispielsweise ein nachgeschalteter Schaltregler vom Typ MC34063. Der maximale Ausgangsstrom des Wandlers liegt bei ca. 500 mA.
Zu beachten ist noch, dass die Widerstände R2 und R4 permanent einer Spannung von bis zu 800 V ausgesetzt sind. Hier sollte man spezielle Hochspannungswiderstände verwenden oder mind. vier Standardwiderstände in Serie schalten.
Besondere Beachtung verdient die Absicherung der Schaltung. Im Kurzschlussfall muss die Betriebsspannung zuverlässig von der Schaltung getrennt werden, was bei 800 V DC keineswegs einfach ist. Bei einfachen Glassicherungen würde der Draht zwar durchbrennen, der Strom aber über einen Lichtbogen weiterfließen. Je nach Innenwiderstand der Spannungsquelle kann dies zu verheerenden Verwüstungen in der Schaltung und in der näheren Umgebung mit erheblichem Verletzungsrisiko für anwesende Personen führen. Zwar kann der Widerstand R1 als Sicherungswiderstand verwendet werden, er ersetzt aber nicht eine ordnungsgemäße Absicherung der Betriebsspannung mit einer geeigneten Schmelzsicherung.