Wesentlich häufiger anzutreffen als Eintakt-Flusswandler sind die Gegentakt-Flusswandler. Gegentakt bedeutet, dass es für den Wandler keine ausgesprochene Sperrphase gibt. Der Trafo kann im Idealfall bis fast 100 % der Zeit Energie von der Primär- zur Sekundärspule übertragen.
Im Gegentaktbetrieb kann der volle Magnetisierungshub des Trafokernes von der positiven bis zur negativen Sättigungsgrenze ausgenutzt werden. Dies erlaubt bei gegebener Frequenz eine doppelt so hohe Induktionsspannung wie bei Eintaktwandlern, bei denen der Hub nur von null bis zu einer Sättigungsgrenze genutzt wird. Wie ich ja bereits am Anfang von Kapitel 8 ausführte, bringt der Gegentakt-Flusswandler bei gegebener Frequenz und Trafogröße eine Leistungssteigerung um 2√2, gegenüber dem Eintakt-Flusswandler und sogar um 4√2 gegenüber dem Sperrwandler. Da große Ferritkerne sehr teuer sind, wird man bei höheren Leistungen den Gegentaktwandler immer dem Eintaktwandler vorziehen.
Bei den Gegentaktwandlern gibt es drei Grundtypen, die jeweils geregelt oder ungeregelt sein können. Daraus ergeben sich bereits sechs Kombinationen von Gegentakt-Wandlertypen. Die Grundtypen wären:
Vorteil: | Einfache Ansteuerung der Transistoren, da die Steuersignale gleichen Bezugspegel haben |
Nachteil: | schlechtere Ausnutzung des Trafos, da von zwei Primärspulen immer nur eine aktiv ist. Die Energie aus der Streuinduktivität muss entsorgt werden |
Vorteil: | Volle Ausnutzung des Trafos, weil es nur eine Primärspule gibt. Rückführung der Streufeldenergie. |
Nachteil: | Schwierige potentialfreie Ansteuerung eines Schalttransistors. Doppelte Wechselstrombelastung im Vergleich zu Typ 1 und Typ 3. Dadurch erhöhter Filteraufwand bei der Entstörung. |
Vorteil: | Volle Ausnutzung des Trafos, weil es nur eine Primärspule gibt. Geringe (Wechsel)strombelastung der Schalttransistoren und vor allem der Spannungsquelle. Rückführung der Streufeldenergie. |
Nachteil: | Schwierige potentialfreie Ansteuerung zweier Schalttransistoren. Großer Aufwand, da vier Transistoren nötig sind und angesteuert werden müssen. |
Die Funktionsweise des selbstschwingenden Gegentakt-Flusswandlers ist identisch mit dem Eintaktwandler aus Bild 8.1. Das Ganze ist jetzt nur symmetrisch aufgebaut, sodass der Trafo während der gesamten Periodendauer Energie überträgt. Um den Wandler optimal ausnutzen zu können, muss die Belastung auf der Sekundärseite natürlich auch möglichst symmetrisch sein. Das ist entweder mit einem Brückengleichrichter, einem Mittelpunktgleichrichter oder, wie in diesem Beispiel, mit einer einfachen Verdopplerschaltung möglich. Zwar gibt die Verdopplerschaltung eine symmetrische Ausgangsspannung ab, eine asymmetrische Belastung sollte aber vermieden werden.
Genau wie der Eintaktwandler sollte auch der Gegentaktwandler im „Sättigungsbetrieb“ mit Betriebsspannungen unter 40 Volt betrieben werden. Bei höheren Spannungen ist ein sicherer Betrieb der Transistoren nicht mehr gewährleistet.
Neben dem selbstschwingenden Gegentaktwandler gibt es auch oszillatorgesteuerte. Dies ist die einfachste Methode, die Sättigung des Trafokernes zu verhindern.
Die Wechselstrombelastung der Betriebsspannung lässt sich mit einem klassischen Gegentaktwandler mit Parallelspeisung im Vergleich zu Eintakt- oder Halbbrückenschaltungen drastisch reduzieren. Leider erhöht sich dabei der Aufwand bei der Herstellung des Trafos beträchtlich.
Als Taktgeber dient ein PWM-Regler-IC vom Typ SG3525. Dies ist sozusagen der Nachfolgetyp des SG3524, den ich schon in diversen Beispielen verwendet habe. Der Vorteil des SG3525 besteht darin, dass er bereits einen Gegentakt-MOSFET-Treiber eingebaut hat. Damit lassen sich die beiden Schalttransistoren besonders einfach ansteuern. Der Regelverstärker ist so beschaltet, dass er keine Funktion hat. Die Schaltfrequenz wird von R1 und C3 bestimmt. R2 bestimmt die Totzeit, die die Transistoren brauchen um zu sperren, bevor der jeweilige Gegenzweig eingeschaltet werden darf. Sie liegt mit den angegebenen Werten für C3 und R2 bei ca. 0,7 µs. C2 bewirkt beim Einschalten einen Softstart, indem der PWM-Modulator langsam bis zur vollen Impulsbreite hochgefahren wird. Bei Betriebsspannungen bis 15 Volt kann der SG3525 direkt mit der Betriebsspannung versorgt werden, sodass der 7812-Regler entfällt. Bei höheren Betriebsspannungen muss u. U. eine separate Stromversorgung für den SG3525 vorgesehen werden.
Mit den angegebenen Transistoren können bei 40 Volt Eingangsspannung Übertragungsleistungen bis ca. 1 kW erreicht werden. Bei Eingangsspannungen bis ca 25 Volt können auch 55-Volt-MOSFETs, z. B. IRF1405 (160 A) eingesetzt. Damit lassen sich dann Dauerleistungen über 2 kW übertragen. Prinzipiell lässt sich durch Parallelschaltung mehrerer MOSFETs jede beliebige Leistung erzielen. Die einfache Ansteuerung der Schalttransistoren erlaubt auch hohe Betriebsspannungen, wie z. B. Netzspannung. Bei Netzspannungsbetrieb ist jedoch, soweit eine sekundärseitige Überlastung nicht auszuschließen ist, wieder eine elektronische Schutzschaltung erforderlich. Bei höheren Betriebsspannungen ist es auch kein Problem, einen Messwiderstand einzufügen, an dem bis zu 0,6 Volt abfallen können. In Bild 8.3c ist ein solcher Wandler zu sehen. R7 ist so ausgelegt, dass die Schutzschaltung bei ca. 12 Ampere anspricht. Je nach Betriebsspannung und Stromverlauf entspricht das einer Leistung von bis zu 2 kW.
Natürlich wird man in der Praxis vermeiden, Trafos mit unnötig vielen Wicklungen zu verwenden, deren Herstellung sehr aufwendig ist, zumal deren Ausnutzungsgrad nicht optimal ist. Um die Primärspule auf eine einzige Wicklung zu reduzieren, verwendet man Halb- oder Vollbrückenschaltungen. Im einfachsten Fall nimmt man einen Generator aus Kapitel 5 und gibt das Ausgangssignal über einen Koppelelko auf die Primärspule. In Bild 8.3d sind zwei Versionen eines solchen Wandlers zu sehen. Bei Betriebsspannungen bis zu 15 Volt reicht die einfache Version auf der linken Seite. Mit den angegebenen Transistoren lassen sich Dauer-Ausgangsströme von 40 Ampere erreichen, was einer Ausgangsleistung von ca. 240 Watt entspricht (40 A * ±6 V).
Sollen höhere Spannungen mit einem Halbbrückenwandler umgesetzt werden, ist eine potentialfreie Ansteuerung des oberen Schalttransistors erforderlich. Eine Möglichkeit ist z. B. die Verwendung eines Steuertrafos, wie in Bild 5.1b zu sehen ist. Allerdings ist das dynamische Verhalten des Trafos gerade bei der Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs immer ein gewisser Unsicherheitsfaktor. Bei Halbbrücken mit bipolaren Schalttransistoren gibt es eine besonders einfache Methode, die Transistoren mit einem Steuertrafo anzusteuern, wie in Bild 8.3e zu sehen ist. Die Halbbrücke ist selbstschwingend und der Steuertrafo bestimmt in erster Linie die Schaltfrequenz.
Bild 8.3e: Halbbrückenwandler mit Steuertrafo und Aufbau des Steuertrafos Tr1
Bei dem Steuertrafo handelt es sich um einen Stromwandler,
der sehr einfach aufgebaut sein kann.
In diesem Beispiel besteht er aus einem hochpermeablen Ferritring
mit 10 mm Durchmesser und 4 mm Höhe.
Die Basis-Steuerspulen werden mit je 5 Windungen auf den
Ringkern gewickelt.
Die Zuleitung zum Haupttrafo Tr2 wird einfach einmal
durch den Ringkern gezogen, was genau einer Windung entspricht.
Natürlich ist die Polarität der drei Spulen
genau zu beachten.
Nach dem Einschalten der Betriebsspannung sind beide Transistoren gesperrt und an der Verbindung von C4 und C5 stellt sich etwa die halbe Betriebsspannung von ca. 150 Volt ein. Über R1 lädt sich C1 bis auf ca. 30 Volt auf, bis der Diac D1 zündet und einen kurzen Stromimpuls auf die Basis von T2 gibt. Dieser schaltet dann durch und es kann ein Kollektorstrom in den Trafo Tr2 fließen. Der Strom durch Tr2 fließt aber auch durch die eine Windung auf dem Steuertrafo Tr1. Entsprechend dessen Übersetzungsverhältnis von 1:5 fließt der Hauptstrom durch 5 geteilt in die Basis von T2, sodass dieser durchgeschaltet bleibt. Nach ca. 10–20 µs gerät der Ringkern des Steuertrafos planmäßig in die Sättigung und die Basisspannung bricht zusammen. Da der Kern aber noch magnetisiert ist, wird die induzierte Spannung ihr Vorzeichen umkehren und T1 durchschalten. Sobald sich auch der Ausgangsstrom umkehrt, kann T1 durch den transformierten Ausgangsstrom durchgeschaltet werden bzw. bleiben. Ab dann wiederholt sich der Vorgang periodisch. Sobald der Wandler gestartet ist, wird C1 über D2 vollständig entladen, sodass keine weiteren Startimpulse mehr gezündet werden können. Um Traforesonanzen zu unterdrücken, muss der Basis-Emitter-Strecke der Transistoren jeweils ein RC-Dämpfungsglied (R2–C2 bzw. R3–C3) parallel geschaltet werden.
Besondere Beachtung gilt dem Kern des Steuertrafos. Er soll aus einem hochpermeablen Ferrit bestehen, damit der Magnetisierungsstrom vor Eintritt der Sättigung möglichst wenig ins Gewicht fällt. Besonders hohe Permeabilitätswerte sind z. B. mit dem Werkstoff T38 (µ ≈ 10000) erreichbar. Der verwendete 10-mm-Ringkern hat bereits einen so großen Querschnitt, dass die Sättigung viel zu spät eintritt. Die Schwingfrequenz würde im kHz-Bereich liegen und einen störenden Pfeifton verursachen. Natürlich könnte man einen noch kleineren Kern nehmen, der dann aber auch die Induktivität der Spulen verringert und so einen höheren Magnetisierungsstrom benötigt. Günstiger ist ein etwas größerer Kern, der an einer Stelle eingekerbt ist, sodass dem magnetischen Fluss an dieser Stelle nur ein stark reduzierter Querschnitt zur Verfügung steht. Die Einkerbung lässt sich leicht mit einem Diamantschleifkopf herstellen. Da der schmale Steg nur sehr kurz ist, vergrößert er den magnetischen Widerstand des gesamten Ringes nicht wesentlich. Sobald jedoch die Sättigung in dem Steg eintritt, vergrößert sich der magnetische Widerstand des Ringes um Größenordnungen. Der zusätzliche magnetische Fluss müsste dann den Luftspalt in der Einkerbung überwinden. Der Kern lässt sich daher bereits mit einem relativ geringen Magnetisierungsstrom in die Sättigung fahren. Ein Vorteil dieser Technik ist, dass nur ein kleiner Bereich des Kernes gesättigt werden muss und so die Verluste im Kern entsprechend niedrig sind.
Zu beachten ist noch, dass die Schaltung keinen Überlastungsschutz besitzt. Sie ist also nur für Anwendungen geeignet, bei denen kein Kurzschluss auftreten kann. Denkbar wären z. B. einfache Lampennetzteile für Niedervolt-Halogenlampen oder für Gasentladungslampen. Bei Halogenlampen ist natürlich zu beachten, dass der Wandler beim Kaltstart kurzzeitig ein Vielfaches des normalen Betriebsstromes liefern muss. Bei Gasentladungslampen muss die Streuinduktivität von Tr2 so hoch gewählt werden, dass der Ausgang kurzschlussfest ist. Wenn die Lampe direkt mit Wechselspannung betrieben werden soll, muss sich der Wandler in unmittelbarer Nähe der Lampe befinden, damit man keine unnötige Störabstrahlung riskiert. In vielen Fällen kann man auch auf den Siebelko hinter dem Netzgleichrichter verzichten. Der Wandler muss dann allerdings nach jedem Nulldurchgang erneut gestartet werden. R1 sollte dazu deutlich verkleinert werden, damit der Startimpuls möglichst am Anfang jeder Halbwelle eintrifft. Andererseits ließe sich auf diese Weise auch sehr einfach eine Phasenanschnittsteuerung realisieren. Durch Veränderung von R1 ließe sich der Zündzeitpunkt des Wandlers in weiten Grenzen variieren, genau wie man es auch von einem einfachen Triac-Dimmer kennt. Dies würde z. B. einen Softstart oder das Dimmen einer Glühlampe ermöglichen. Bei Verzicht auf einen Siebelko muss der Entstörfilter entsprechend besser ausgelegt sein, damit die hochfrequenten Wechselströme aus der Halbbrücke nicht ins Netz gelangen.
Mit moderner Technik lassen sich bei Hochvolt-Halbbrücken Steuertrafos durch Verwendung integrierter Gate-Treiber-ICs vermeiden. Besonders einfach lässt sich eine Hochvolt-Halbbrücke mit einem IR2153 aufbauen. Da der IR2153 bereits einen Oszillator eingebaut hat, sind nur wenige externe Bauteile nötig. Mit der in Bild 8.3f angegebenen Schaltung lassen sich Ausgangsleistungen bis ca. 400 Watt erreichen.
Nachdem der IR2153 eingeschaltet hat, laden die Steuerimpulse von T2 über D4 und R5 den Elko C4 auf. Mit zunehmender Spannung auf C4 beginnt T3 langsam zu leiten. Dabei schaltet T3 den Kondensator C3 parallel zu C2, was die Frequenz des Oszillators etwa um den Faktor 6 reduziert. Da T3 nur langsam durchschaltet, schaltet die Frequenz nicht plötzlich um, sondern wandert kontinuierlich von der 6-fachen Startfrequenz bis zur eigentlichen Arbeitsfrequenz. So ist sichergestellt, dass der Trafokern, trotz optimaler Ausnutzung bei der Arbeitsfrequenz, während der Startphase nicht in die Sättigung gerät.
Soll auf der Sekundärseite eine Gleichspannung gewonnen werden, ist darauf zu achten, dass die/der Siebelko(s) nicht zu groß sein dürfen, damit die Schalttransistoren während der Startphase nicht sofort überlastet werden. Wegen des Gegentaktbetriebes müssen die Siebkondensatoren bzw. Elkos ohnehin nicht besonders groß sein, da sie die Spannung ja nur während der Totzeit speichern müssen. Im Zweifelsfall muss die Startfrequenz noch höher gewählt werden, um den Einschaltstrom zu begrenzen.
Auf jeden Fall ist auch diese Schaltung nicht kurzschlussfest, was eventuell auch Absicherungsmaßnahmen an anderer Stelle erfordert.
Ein Nachteil des IR2153 besteht darin, dass zwischen den dicht nebeneinander liegenden Pins 5 und 6 die volle (Netz-)Betriebsspannung liegt. Hier sind auf der Leiterplatte entsprechende Maßnahmen zu treffen, um eine Lichtbogenbildung zu vermeiden. Dafür ist es auch hilfreich, beim DIP-8-Gehäuse die Lötpunkte von Pin 5 um 1/20″ nach innen und Pin 6 um 1/20″ nach außen zu versetzen. Ansonsten empfehle ich dringend eine Versiegelung dieses Bereiches mit einem Isolierlack.
Prinzipiell lassen sich mit dieser Technik auch sehr hohe Leistungen übertragen. In Bild 8.3g ist eine Variation der Schaltung aus Bild 8.3f zu sehen. Die hohen Ausgangsströme von 40 Ampere lassen sich leicht mit preiswerten und schnellen IGBTs erreichen. Die Ausgangsleistung kann dabei über 2 kVA betragen. Die Schaltung wurde entwickelt um zu testen, wie weit sich die Steuerleistung der IGBTs reduzieren lässt, um den Aufwand vom Hilfsnetzteil für die Steuerschaltung zu minimieren. Dazu werden die Gates der IGBTs direkt auf die Betriebsspannung der Steuerschaltung gelegt und die Emitter über einen Niedervolt-MOSFET angesteuert. Das hat den Vorteil, dass der Gatestrom der IGBTs ein reiner Wechselstrom ist und deshalb keine Steuerleistung benötigt. Steuerleistung wird nur zur Ansteuerung der Niedervolt-MOSFETs benötigt. Diese ist jedoch wesentlich geringer als diejenige, die zur direkten Ansteuerung der IGBTs nötig wäre. Das liegt einmal daran, dass Niedervolt-MOSFETs bei gleicher Strombelastbarkeit wesentlich niedrigere Gate-Kapazitäten besitzen als Hochvolt-FETs und natürlich auch daran, dass die Gegenkopplung durch die parasitäre Miller-Kapazität wegen der geringen Drainspannung am Steuer-MOSFET fast vollständig wegfällt. Paradoxerweise kann diese Form der Ansteuerung unter günstigen Bedingungen nicht nur mit geringer Steuerleistung auskommen, sondern sie kann sogar noch den Betriebsstrom für die gesamte Steuerschaltung liefern. Dies ist immer dann der Fall, wenn die Transistoren einen hohen Strom abschalten müssen. Während der jeweilige Steuer-MOSFET sehr schnell abschaltet, brauchen die IGBTs dazu etwas länger. Während des Abschaltvorganges fließt deshalb kurzzeitig der Emitterstrom über die Emiterdioden auf die jeweilige Betriebsspannung der Steuerschaltung. Es wird also sozusagen ein kleiner Teil der Schaltverluste der IGBTs abgezweigt, um die Steuerschaltung zu versorgen. Zwei Supressordioden (P6KE15A) schützen die Steuerschaltung vor Überspannung. Um die Steuerschaltung sicher zu versorgen, ist noch eine Phasenanschnittsteuerung vorgeschaltet, die ich bereits in Bild 4.3 ausführlich beschrieben habe.
Da IGBTs keine Inversströme vertragen, die bei induktiven Lasten immer auftreten, müssen ihnen noch je eine Inversdiode (MUR860) parallel geschaltet werden. Je nach Anwendung müssen ggf. auch stärkere Dioden für Ströme von 20–30 Ampere verwendet werden. Verwendbar sind prinzipiell alle ultraschnellen Dioden (FRED) mit einer Sperrspannung von mindestens 600 Volt.
Wenn die Wechselstrombelastung der Spannungsquelle nicht so groß sein soll, was vorwiegend bei höheren Leistungen ein Problem sein kann, wird man Vollbrückenschaltungen bevorzugen. Das erfordert zwar einen höheren Bauteileaufwand, bei höheren Leistungen fällt das aber nicht mehr so sehr ins Gewicht. Außerdem halbiert sich der Spulenstrom bei einer Vollbrücke gegenüber der Halbbrücke. Das verringert ohmsche Verluste und die Streuinduktivität, die auch durch die Zuleitungen zum Trafo entstehen. Dazu muss der Strom bei einer Halbbrücke noch durch den Koppelkondensator fließen, was weitere Verluste bedeutet. Immerhin wird man bei hohen Leistungen und niedrigen Betriebsspannungen, z. B. 24 Volt, kaum mehr als eine Windung auf den Trafo wickeln können. Das kann bedeuten, dass die äußeren Zuleitungen zum Trafo inklusive Bauteile, die vom Primärstrom durchflossen werden, einen wesentlich höheren induktiven Widerstand haben als die Primärspule (ohne Kern) selbst, was eine erhebliche Erhöhung der Streuinduktivität zur Folge hat.
Als Treiber-IC wird der IR2151 verwendet. Dies ist das Vorgängermodel des IR2153, der zumindest als IC2 nicht geeignet ist. Der IR2153 hat ein Shutdown-Feature und schaltet beide Transistoren ab, wenn an Pin 3 eine Spannung unter ca. 2 Volt anliegt. Da Pin 3 von IC2 digital angesteuert wird, ist das in diesem Fall unerwünscht. IC1 arbeitet, wie vom Hersteller vorgesehen, als selbstschwingender Halbbrückentreiber. Mit den angegebenen Werten für C2 und R1 liegt die Schwingfrequenz bei ca. 32 kHz. Der Ausgang des internen Timers Pin 2 ist direkt mit dem Eingang Pin 3 des Timers von IC2 verbunden. Da der Timer das Signal von Pin 3 nach Pin 2 invertiert, arbeiten die beiden ICs genau im Gegentakt. Die Leistung eines so aufgebauten Flusswandlers wird praktisch nur noch durch die Leistungsschalter T1 bis T4 begrenzt. Ausgangsleistungen im kW-Bereich sind ohne weiteres möglich. Bei hohen Leistungen und niedrigen Spannungen ist zu beachten, dass auch hier wieder sehr große Stromänderungsgeschwindigkeiten auftreten. Deshalb ist darauf zu achten, dass die stromführenden Verbindungsleitungen von T1 bis T4 und C5 besonders kurz sind und ein möglichst flaches Querschnittsprofil haben.
Da der Hersteller (IR) bei Neuentwicklungen von der Verwendung des IR2151 abrät, ist zu befürchten, dass er irgendwann nicht mehr zu bekommen ist. In diesem Fall müssen andere ICs verwendet werden, für die ich mir vorsichtshalber eine Ersatzlösung ausgedacht habe. In Bild 8.3i ist diese Änderung zu sehen. Sie besteht aus einem selbstschwingenden Halbbrückentreiber, wie gehabt, und einem normalen Halbbrückentreiber.
Natürlich kann man so eine Vollbrücke auch mit einem Steuertrafo ansteuern. Diesen wird man sich aber i. d. R. selbst anfertigen müssen. Andererseits wäre es denkbar, dass es in Zukunft auch Standard-Steuertrafos für die MOSFET- und IGBT-Ansteuerung zu kaufen gibt. Mit einem kleinen hochpermeablen Ringkern lässt sich so ein Trafo leicht anfertigen. Dazu zieht man einfach pro Spule 0,15 mm Kupferlackdraht jeweils 20 mal durch den Kern. Mit 20 Windungen können Frequenzen ab etwa 50 kHz übertragen werden. Für niedrigere Frequenzen wären entsprechend mehr Windungen erforderlich, was aber bei der Einzelanfertigung mit einem Ringkern zunehmend mühsam wird. Die drei Spulen sollten wegen der Potentialdifferenz von ca. 400 Volt ausreichend Abstand haben. Da hochpermeable Ferritkerne auch elektrisch leitfähig sind, sollte der Ringkern außen isoliert sein. In diesem Fall sollte ein handelsüblicher kunststoffbeschichteter Ringkern verwendet werden.
Bild 8.3l: Hochvolt-Vollbrücke mit Steuertrafo und hoher Ausgangsleistung
In Bild 8.3l ist ein Wandler mit Steuertrafo zu sehen.
Der Vorteil bei der Schaltung ist,
dass nur ein einziger Trafo mit drei Spulen benötigt wird.
Der Generator kann z. B. mit einer
380-Volt-Gleichspannung aus einer Leistungsfaktor-Korrekturschaltung
oder auch direkt mit der gleichgerichteten aber ungesiebten
230-Volt-Netzspannung betrieben werden.
Letzteres würde ausreichen bei Anwendungen,
wie z. B. Beleuchtungstechnik, Schweißtechnik oder in Induktionsöfen.
Zur Versorgung des SG3525 mit ca. 15 Volt habe ich hier eine Schaltung vorweggenommen, die ich erst in Kapitel 13.1 über Spezialwandler beschreiben will. Als Oszillator dient ein PWM-Schaltregler-IC vom Typ SG3525. Dieser hat den Vorteil, dass er bereits Gegentakt-Ausgangstreiber enthält und sowohl den Trafo als auch die Endstufentransistoren im unteren Brückenzweig direkt ansteuern kann. Der Steuertrafo ist so beschaltet, dass abwechselnd ein positiver und ein negativer Einschaltimpuls übertragen wird. Theoretisch könnte man nun mit den Spannungen der Sekundärspulen direkt auf die Gates von T6 und T7 gehen; je nach Polarität würde immer der richtige Transistor durchschalten. Wegen der Streuinduktivität des Steuertrafos kann es allerdings zu Verzögerungen des Schaltvorganges und auch zu unerwünschten Resonanzen im Trafo kommen. Um zumindest ein schnelles Ausschalten der Transistoren im oberen Brückenzweig sicherzustellen, wurde noch eine kleine Zusatzschaltung eingefügt. Ohne Steuersignal werden die Transistoren T4 und T5 über R15 und R16 voll durchgeschaltet und sorgen so für eine schnelle Entladung der Gates. Sobald eine positive Steuerspannung vom Trafo kommt, gelangt diese über D4 und D5 bzw. D6 und D7 auf die Gates des MOSFETs, während T4 bzw. T5 sperrt. Ein RC-Glied an jeder Sekundärspule des Steuertrafos dämpft die auftretenden Resonanzen im Trafo.
Der SG3525 hat eine minimale Totzeit von etwa 0,5 µs eingebaut, die sich bei Bedarf durch Einfügen eines Widerstandes zwischen Pin 5 und Pin 7 erhöhen lässt. Die Schaltfrequenz lässt sich mit dem Poti P etwa zwischen 50 und 250 kHz einstellen.
Ein großer Vorteil der Vollbrücke besteht darin, dass der Laststrom immer über einen der Transistoren im unteren Brückenzweig fließt und deshalb mit einem gemeinsamen Sourcewiderstand überwacht werden kann. Die Schutzschaltung misst die Spannung am gemeinsamen Sourcewiderstand R21. Bei Überlastung wird die aus T2 und T3 bestehende monostabile Kippstufe getriggert und legt den Disable-Eingang (Pin 10) des SG3525 für einige 100 ms auf 5 Volt. Dadurch werden die Ausgänge sofort zurückgesetzt und alle Endstufentransistoren gesperrt. Zusätzlich wird der Softstart-Elko C6 entladen, sodass die Einschaltdauer auf null reduziert wird. Nach einer Fehlerauslösung beginnt der Wandler wieder mit einem Softstart.
Je nach verwendeten Transistortyp in der Endstufe und Arbeitsfrequenz kann es passieren, dass der vom Hilfswandler kommende Versorgungsstrom nicht ausreicht, die Betriebsspannung der Steuerelektronik zu liefern. In diesem Fall empfehle ich die etwas leistungsfähigere und effizientere Abwärtswandler-Schaltung aus Bild 6.1n.