In Bild 10a ist die Grundschaltung eines ZCS-Wandlers zu sehen. Zunächst wird mit einer Halbbrücke eine Rechteckspannung erzeugt. Am Ausgang befindet sich ein Serienschwingkreis Lr/Cr, in dem der eigentliche Trenntransformator Tr ebenfalls in Serie geschaltet ist. Der Trafo selbst arbeitet als Flusswandler, dessen Ausgangsspannung direkt gleichgerichtet und mit dem Ausgangselko Ca gesiebt wird. Den maximalen Ausgangsstrom liefert der Wandler, wenn der Rechteckgenerator genau auf die Resonanzfrequenz f = 1/2π √LrCr abgestimmt ist. Bei einem ausgangsseitigen Kurzschluss würde sich der Schwingkreis unkontrolliert aufschaukeln und den Rechteckgenerator mit einem sehr hohen Strom belasten, bis dieser zerstört würde, sofern keine Schutzmaßnahmen getroffen würden. Die Dioden D1 und D2 begrenzen die Spannung am Schwingkreiskondensator Cr und führen überschüssige Energie wieder der Versorgungsspannung zurück. Die Spannungsbegrenzung an Cr bedeutet gleichzeitig auch eine Strombegrenzung im Kurzschlussfall. Der maximale Strom kann fließen, wenn die Spannung an Cr im Resonanzfall etwa gegenphasig zur Erregerspannung des Rechteckgenerators ist. Wenn die Bauteile diesen maximalen Strom dauerhaft vertragen, ist der Resonanzwandler prinzipiell dauerkurzschlussfest. Dies ist ein großer Vorteil des Resonanzwandlers, denn die etwas schwierigere Strombegrenzung von Halbbrücken-Endstufen kann komplett entfallen.Es ist allerdings zu beachten, dass es bei Überlastung durch die von D1 und D2 verursachten nichtlineare Verzerrungen zu einer erheblichen Phasenverschiebung des Ausgangsstromes kommen kann, sodass die zu einem festgelegten Zeitpunkt geschalteten Transistoren keineswegs im Stromnulldurchgang schalten. Der Resonanzwandler ist also nur solange kurzschlussfest, wie die Transistoren das „harte Schalten“ unter Volllast vertragen.
Wenn man die Dioden D1 und D2 weglässt, ist trotzdem eine Strombegrenzung möglich. Durch eine genaue Justierung des Oszillators könnte man erreichen, dass die Resonanzfrequenz nie genau erreicht wird. Das hat allerdings den Nachteil, dass man die Endstufe durch unvorsichtige Einstellung leicht zerstören kann und vor allem verzichtet man auf den verlustarmen Umschaltzeitpunkt im Stromnulldurchgang.
Wie man im Prinzipschaltbild sieht, liegt die Spule Lr in Serie zum Trenntrafo. Somit kann man Lr auch als Streuinduktivität des Trenntrafos auffassen. Das bedeutet einerseits, dass Lr entfallen könnte, wenn der Trafo eine genügend hohe Streuinduktivität hätte und andererseits braucht man beim Bau des Trafos auch nicht auf eine geringe Streuinduktivität achten, was eine gute Isolation zwischen Primär- und Sekundärspule erleichtert. Leider gibt es (noch) keine fertigen Ferritkernsätze für Streutrafos, sodass die Trennung von Lr und dem Trafo weiterhin nötig sein dürfte. Eine andere Möglichkeit wäre es, auf den geschlossenen Trafokern ganz zu verzichten. Insbesondere bei hohen Schaltfrequenzen könnte man sogar einen Trafo aus Luftspulen bauen, der dann aus Prinzip bereits eine hohe Streuinduktivität hätte. Ab welcher Frequenz ein Luftspulentrafo wirtschaftlich wird, lässt sich allerdings nicht so leicht sagen.
Die Transistoren der Halbbrücke werden idealerweise so angesteuert, dass sie abwechselnd für die Dauer einer halben Periode der Resonanzfrequenz von Lr und Cr durchgeschaltet sind. Um den Resonanzwandler herunterzuregeln muss nur die Frequenz heruntergeregelt werden bzw. die Totzeit entsprechend verlängert werden. Im folgenden Diagramm habe ich einmal den Verlauf von Laststrom und der Spannung an Cr unter Vollast und bei ca. 50% Last dargestellt. Zwischen den Kurven sind die Gate-Steuerspannungen der Transistoren T1 und T2 eingezeichnet.
Prinzipiell wäre es auch möglich, den Wandler immer mit der Resonanzfrequenz zu betreiben und nur die Einschaltdauer zu variieren. Das Ganze wäre dann eine Art Gegentakt-Flusswandler mit passivem Überlastungsschutz. Man verzichtet dann aber auf den Vorteil der geringen Schaltverluste bei variabler Generatorfrequenz.
Ein weiterer Vorteil, den man auch nur bei variabler Generatorfrequenz optimal nutzen kann, ergibt sich aus der ZCS-Technik: Es treten in den Zuleitungen der Transistoren keine schnellen Stromänderungen auf. Das verringert nicht nur die EMV-Problematik, sondern macht auch das Leiterbahn-Design wesentlich unkritischer.
Leider ist es mit gängigen PWM-Schaltregler-ICs nicht möglich, eine absolut konstante Einschaltdauer zu erreichen. Da dies aber auch nicht unbedingt so genau erforderlich ist, reicht auch ein tendenzieller Gleichlauf von Schaltfrequenz und relativer Einschaltdauer. Dies lässt sich mit einem SG3524 leicht realisieren. Der SG3524 hat laut Datenblatt von den drei Standard-Gegentakt-ICs (SG3524/25, TL494) die stabilste Oszillatorfrequenz und ist deshalb am besten für einen Resonanzwandler geeignet.
Die Oszillatorfrequenz des SG3524 hängt vom Kondensator C10 ab und von dem Strom, der von Pin 7 (Rt) nach Masse fließt. Im ungeregelten Zustand ist die Spannung an R16 und C8 relativ gering. Der Oszillator arbeitet mit seiner maximalen Frequenz, die mit P1 auf die Resonanzfrequenz eingestellt wird. Der Regelverstärker des 3524 ist als invertierender Verstärker geschaltet mit 2,5 Volt als virtuelle Masse. Im ungeregelten Fall liegt also am Ausgang des Regelverstärkers (Pin 9) die maximale Spannung an und der interne PWM-Komparator erzeugt eine maximale Einschaltdauer. Wenn die Regelung einsetzt, fließt ein Strom von der Referenzspannung des 3524 über den Optokoppler durch R16. Wenn sich die Spannung an R16 und C8 erhöht, verhält sich die Ausgangsspannung des Regelverstärkers Pin 9 genau gegenläufig und die relative Einschaltdauer reduziert sich entsprechend. Gleichzeitig reduziert sich auch der Strom, der aus Pin 6 (Rt) über R15 und P1 fließt, da nun die Differenzspannung, die an R15 und P1 anliegt, geringer wird. R17 ist so gewählt, dass mit abnehmender Frequenz die Einschaltdauer zunächst absolut etwa konstant und schließlich immer kürzer wird, bis der Impuls ganz verschwindet. Damit ist eine energiesparende Lastausregelung bis herab auf 0 % möglich, ohne dass die Schaltfrequenz als störendes Pfeifen hörbar wird. Der Wirkungsgrad wird durch die Verkürzung der Einschaltimpulse allerdings schlechter.
Die Resonanzfrequenz ist mit ca. 100 kHz relativ hoch gewählt. MOSFETs haben damit keine Probleme. Soll die Leistung des Wandlers jedoch deutlich erhöht werden, wird man versuchen, schnelle IGBTs, am besten mit eingebauter FRED einzusetzen. Eventuell muss bei Verwendung leistungsstarker IGBTs die Frequenz reduziert werden. Dazu wird einfach C10 vergrößert, wodurch sich gleichzeitig auch die minimale Totzeit erhöht (siehe Datenblatt). Ansonsten kann der Wandler unverändert für fast beliebige Leistungen dimensioniert werden. Lediglich die Leistungsbauteile müssen den auftretenden Spannungen und Strömen standhalten.