Neben den symmetrischen Störspannungen, die dem Laststrom überlagert sind, gibt es noch asymmetrische Störungen, die im Gleichtakt sowohl auf L- als auch auf dem N-Leiter liegen. Für solche Spannungen hat die stromkompensierte Drossel Dr1 ihre volle Induktivität von 5 mH. Die hohe Induktivität von Dr1 stellt für asymmetrische Störspannungen eine unüberwindbare Barriere dar. Dr1 ist nicht durch zwei Einzeldrosseln ersetzbar. Um die hohe Induktivität zu erreichen, werden die Spulen voneinander isoliert auf einen hochpermeablen Ferritkern ohne Luftspalt gewickelt. Damit der Kern nicht durch den Laststrom in die Sättigung gerät, fließt er gegenläufig durch die beiden Spulen. Damit bleibt die hohe Induktivität von Dr1 zumindest für die asymmetrischen Störspannungen erhalten.
Die sogenannten Y-Kondensatoren C2 und C3 liegen zwischen Gehäuse und den Leitern L und N. Asymmetrische hochfrequente Störspannungen werden so direkt gegen das Gehäuse kurzgeschlossen. Mit 22 nF ist bereits die obere Grenze erreicht, die diese Kondensatoren haben dürfen. Gängige Werte liegen bei 2,2 bis 4,7 nF. Da im Normalbetrieb einer der Leiter, im ungünstigsten Fall sogar beide Leiter, auf 230 Volt Netzspannung liegen, fließt über die Y-Kondensatoren ein Fehlerstrom bis über 3 mA. Wesentlich größere Y-Kondensatoren würden schon gefährlich hohe Fehlerströme verursachen, ganz davon abgesehen, dass sich bei mehreren angeschlossenen Geräten die Fehlerströme addieren und den FI-Schutzschalter auslösen würde. Bei Geräten mit der Schutzart Schutzisolierung werden die Y-Kondensatoren, wenn überhaupt vorhanden, nur mit der Gerätemasse verbunden. Da die Y-Kondensatoren die Netzspannung vom Niederspannungsbereich trennen, müssen sie besonders hohen Sicherheitsanforderungen genügen. Geeignete Kondensatoren sind mit entsprechenden Sicherheitssymbolen (VDE) gekennzeichnet.
Der Kondensator C4 ist optional und meistens nicht zusätzlich nötig, da sich im Netzteil selbst ja ohnehin ein Kondensator oder Elko parallel zur Netzspannung befindet und schon das Gröbste abfängt.
Sekundärseitig reicht es meistens, wenn die Betriebsspannungsmasse mit der Abschirmung bzw. dem Metallgehäuse des Netzteiles verbunden wird.
Die Feinsicherung zum Absichern des Gerätes setzt man sinnvollerweise netzseitig direkt vor das Filter. Damit ist gewährleistet, dass auch der X-Kondensator im Fehlerfall abgesichert ist. Weiterhin kann man auf der Lastseite noch einen ZnO-Varistor (Überspannungsableiter) parallel zu N- und L-Leiter schalten. Dieser kann zumindest kurze Überspannungsspitzen absorbieren.
Die in Bild 12.1 angegebenen Werte beziehen sich auf ein Gerät mit ca. 1 kW Leistung. Im Einzelfall hängt die Dimensionierung nicht nur von der Leistung, sondern auch von der Art der Störquelle ab. Normalerweise wird man zunächst auf Standard-Entstörbauteile zurückgreifen, die es für Netzspannung, nach Strom gestaffelt, als Einzelbauteile oder gleich als komplette gekapselte Filtermodule zu kaufen gibt. Bei diskret aufgebauten Filtern müssen die geeigneten Werte dann ggf. empirisch ermittelt werden.
Sollen neben den hochfrequenten Störanteilen auch niederfrequente Oberwellen, die vorwiegend durch Gleichrichterschaltungen entstehen, passiv ausgefiltert werden, benötigt man sehr große Siebdrosseln. Nachteilig ist dabei auch, dass die Ausgangsgleichspannung stark lastabhängig wird. Meistens begnügt man sich mit relativ kleinen Drosseln, die die Stromspitze im Scheitelpunkt etwas ausbügeln.
In Netzteilen tritt nun der Fall auf, dass vor einem Brückengleichrichter mit nachgeschaltetem Siebelko der Strom stark verzerrt wird, d. h. er ist nicht mehr sinusförmig (siehe Bild 2.2). In diesem Fall lässt sich die Blindleistung nicht einfach mit einem Kondensator oder einer Spule kompensieren. Ein passives LC-Filter, dass die Grundwelle sauber ausfiltert, wäre sicher wesentlich größer, schwerer und teurer als das eigentliche Netzteil. In neueren und vor allem größeren Netzteilen (seit 2001 laut Europanorm EN61000-3-2 Pflicht bei mehr als 75 Watt) findet man deshalb ein sogenanntes aktives Netzfilter zur Leistungsfaktorkorrektur (engl. PFC Power Factor Correction). Im Prinzip handelt es sich dabei um einfache Aufwärtswandler, wie ich sie bereits in Kapitel 6.2 beschrieben habe. Die Wandler werden mit der gleichgerichteten, aber ungesiebten Netzspannung versorgt und konvertieren diese auf ca. 400 Volt (bei 230 Volt Wechselspannung). Die Regelung des Wandlers sorgt nun erstens dafür, dass der dem Netz entnommene Momentanstrom proportional zur Momentanspannung ist und zweitens regelt sie den Effektivwert des Stromes so hoch, dass dem Netz genau die benötigte Leistung entnommen wird, um eine mittlere Ausgangsspannung von ca. 400 Volt zu erhalten. Der Aufwärtswandler arbeitet mit einer Schaltfrequenz weit oberhalb der Netzfrequenz. Deshalb lässt sich die Schaltfrequenz relativ leicht mit einem passiven LC-Filter (siehe Bild 12.1) vom Netz fernhalten.
Dabei sind zwei Topologien der Leistungsfaktorkorrektur im Verwendung, mit ihren jeweiligen Vor- und Nachteilen.
Wenn die Leistungsreserve des Wandlers genügend groß ist, kann er auch mit Netzspannungen ab ca. 100 Volt betrieben werden. Die Leistungsfaktorkorrektur wird daher auch gerne zur Spannungsanpassung von Weitbereichsnetzteilen (mit)benutzt. Insgesamt ist der Aufwand der Schaltung so hoch, dass es kaum noch Sinn macht, sie diskret aufzubauen. Schaltungen zur Leistungsfaktorkorrektur werden deshalb eigentlich immer mit speziellen PFC-Controller-ICs aufgebaut. Leider ist in diesem Bereich noch keine Standardisierung erkennbar. Viele große Hersteller haben solche Controller-ICs im Programm. Diese sind aber leider untereinander nicht kompatibel. Um sich über aktuelle Typen und Schaltbeispiele zu informieren empfehle ich deshalb die Internetseiten der großen Halbleiterhersteller.
Ein weiterer wesentlicher Vorteil der vereinfachten Leistungsfaktorkorrektur ist auch der Wegfall des Multiplizierers, was den Aufbau mit Standardbauteilen erheblich vereinfacht. Um den Eingangsstrom zu verstellen, muss nur die Einschaltdauer des Monoflops verändert werden, was mit einer Steuerspannung relativ einfach machbar ist. Der Regelverstärker, der identisch mit der letzten Version ist, vergleicht die Ist- mit der Sollspannung und regelt so über die Impulsbreite des Monoflops den Eingangsstrom und die Ausgangsspannung. Ein solcher Wandler lässt sich schon ganz gut mit Standardbauteilen aufbauen. Zunächst muss einer Leistungsfaktorkorrektur ein Entstörfilter und ein Gleichrichter vorgeschaltet werden. Da bei einem Aufwärtswandler die Ausgangsspannung nie kleiner werden kann als die Eingangsspannung, ergibt sich, wie auch bei normalen Gleichrichterschaltungen mit Siebelko, das Problem der Einschaltstrombegrenzung für die Aufladung des Ausgangselkos. Bei kleineren Netzteilen reicht dafür meistens ein NTC wie in Bild 12.2c rechts zu sehen ist. Für größere Netzteile ist es sinnvoll, die etwas aufwendigere Schaltung links im Bild zu verwenden. Sie beinhaltet eine Ladestrombegrenzung für den Ausgangselko und eine Schutzschaltung. Um den Ausgangselko aufzuladen, muss der Strom zunächst vom Gleichrichter über R12, T6 und T7 fließen. Zur Ansteuerung von T6 und T7 wird in C2 eine Hilfsspannung erzeugt, die von ZD1 auf 12 Volt stabilisiert wird. Die Hilfsspannung wird über die Widerstände R1, R2 und D1 von der ungesiebten Netzgleichspannung versorgt. Damit die Lebenserwartung der Widerstände nicht zu sehr leidet, wurden R1 und R2 in Serie geschaltet. Würde man nur einen einzigen Widerstand nehmen, würde dort permanent die Netzgleichspannung anliegen, was bei normalen Widerständen häufig zum Ausfall führt.
Ein weiterer Vorteil der Strombegrenzung ist, dass auch im Einschaltmoment nie wesentlich mehr Strom fließt als im Normalbetrieb. Die Schaltung lässt sich daher gut mit einer flinken Feinsicherung absichern, die auch nicht mehr überdimensioniert werden muss.
Die in Bild 12.2c links gezeigte Schaltung ist mit den angegebenen Werten für Leistungen bis ca. 1 kW zu gebrauchen. Prinzipiell lassen sich damit aber auch wesentlich höhere Leistungen erzielen. Dazu müssen nur die Bauteile im Leistungskreis entsprechend verstärkt, C1 vergrößert, R11 und R12 verkleinert werden. Zu beachten ist, dass diese elektronische Ladestrombegrenzung nicht unter Volllast funktioniert. Der Gleichstromverbraucher am Ausgangselko der Leistungsfaktorkorrektur darf erst die volle Leistung entnehmen, wenn der Elko in etwa die Sollspannung von in diesem Fall 380 Volt erreicht hat. Das lässt sich z. B. erreichen, indem man im eigentlichen Wandler eine zeitliche Einschaltverzögerung wie Softstart oder einen Unterspannungsdetektor einbaut, der den Wandler erst startet, wenn eine bestimmte Mindestspannung am Ausgangselko erreicht ist. Eine volllasttaugliche elektronische Ladestrombegrenzung ist zwar auch möglich, aber wesentlich aufwendiger.
Der Schalttransistor wird über drei Baugruppen gesteuert: Die beiden integrierten Komparatoren des LM393 und das Monoflop T4/T5. Alle drei haben einen Open-Kollektor-Ausgang und sind so verschaltet, dass T8 sperrt, sobald mindestens eine der drei Baugruppen eine logische Null ausgibt. Nach dem Aufbau der Betriebsspannung geben alle drei eine logische Eins aus und T8 schaltet voll durch. Der Nulldurchgangsdetektor (Pin 1–3) bekommt über die Hilfswicklung der Speicherdrossel zunächst keine Eingangsspannung an Pin 2. Der nichtinvertierende Eingang (Pin 3) wird über R7 und R8 auf etwa 24 mV vorgespannt, was zu einer logischen Eins am Ausgang führt. Der zweite Komparator liegt mit seinem nichtinvertierenden Eingang (Pin 5) am Ausgang des Regelverstärkers, der aus einem TL431 besteht und, da die Sollspannung am Ausgang noch nicht erreicht ist, seine maximale Ausgangsspannung von ca. 10 Volt abgibt. Am invertierenden Eingang (Pin 6) liegt das RC-Zeitglied R16/C5. C5 lädt sich über R16 auf und irgendwann übersteigt die Spannung an Pin 6 die Spannung an Pin 5 und der Komparatorausgang (Pin 7) wechselt auf logisch null. Bevor der Ausgang jedoch tatsächlich auf null wechseln kann, wird C5 über ZD4 und D4 sofort wieder ein bisschen entladen, sodass die Ausgangsspannung nicht wesentlich unter 7 Volt sinken kann. Auch die dritte Baugruppe, das Monoflop T4/T5, gibt im Normalfall eine logische Eins aus. Allerdings wird es beim Absinken der Ausgangsspannung der Komparatoren getriggert und geht für mindestens 1 µs auf logisch null und sperrt so T8. Ist T8 erst einmal gesperrt, wird in der Speicherdrossel, also auch in der Hilfswicklung, eine Spannung induziert, sofern vorher ein Strom geflossen ist. Die Induktionsspannung gelangt über R6 an den invertierenden Eingang des Nulldurchgangsdetektors und hat positives Vorzeichen, wenn T8 sperrt. Die Dioden D2 und D3 am Eingang des Komparators begrenzen die Spannung auf ungefährliche Werte. Für D2 muss eine Schottky-Diode verwendet werden, damit die Eingangsspannung nicht zu negativ wird. Andernfalls ist eine einwandfreie Funktion des Komparators nicht mehr gewährleistet. Die Induktionsspannung legt den Ausgang des Komparators auf logisch null. In dieser Zeit kann sich dann C5 auf ca. 4 Volt entladen. Genau wie beim selbstschwingenden Sperrwandler wird auch bei der Leistungsfaktorkorrektur der nächste Einschaltimpuls durch den Nulldurchgang an der Hilfswicklung auf der Speicherdrossel initiiert. Wenn der Drosselstrom abgeklungen ist, bricht die Induktionsspannung zusammen, und die Spannung an Pin 2 unterschreitet die Spannung an Pin 3 des Komparators. Damit geht der Komparatorausgang auf logisch Eins und schaltet T8 wieder durch. Jetzt kann sich C5 ungehindert aufladen, bis seine Spannung die Ausgangsspannung des Regelverstärkers überschreitet und die nächste Sperrphase von T8 einleitet. Das Monoflop T4/T5 sorgt dafür, dass eine Sperrphase mindestens 1 µs andauert und stellt so sicher, dass C5 auf seinen Startwert entladen wird, um eine saubere Sperrphase zu generieren. Da die Ladekurve von C5 nur durch die Bauteile bestimmt wird, ist die Einschaltdauer von T8 nur noch von der Ausgangsspannung des Regelverstärkers abhängig. Wenn die Regelung noch nicht eingesetzt hat, ist die Ausgangsspannung des Regelverstärkers und die Einschaltdauer maximal. Die Speicherdrossel muss so dimensioniert sein, dass sie bei maximaler Eingangsspannung (ca. 350 Volt) und Einschaltdauer (ca. 10 µs) nicht in die Sättigung geraten kann. Da es u. U. schwierig ist, dies zu gewährleisten, wurde noch eine Strombegrenzung eingefügt, die auf den maximalen Drosselstrom anspricht. R22 ist so dimensioniert, dass dort beim maximalen Drosselstrom (hier ca. 12 Ampere) etwa 0,6 Volt abfallen. Diese Spannung gelangt über das RC-Glied R21/C9 auf den Emitter von T4. Bei einer Emitterspannung von T4 ab ca. 0,6 Volt kann T5 nicht mehr gesperrt werden, sodass dieser die Gatespannung von T8 abschaltet.
Der Regelverstärker besteht aus einem TL431 und wirkt durch die Gegenkopplung mit C4 integrierend. Dadurch wird die Regelung so träge, dass sie die Restbrummspannung auf dem Ausgangselko weitgehend ausmittelt. Der Spannungsteiler R11, R12 und R13 ist so dimensioniert, dass die Ausgangsspannung von ca. 380 Volt auf 2,5 Volt heruntergeteilt wird. Für R11, R12 und R13 sollten auf jeden Fall Metallfilmwiderstände mit 1 % Toleranz verwendet werden. Da die Regelung recht träge ist, wurde noch ein Überspannnungsschutz eingebaut. Wenn die Ausgangsspannung über 400 Volt ansteigt, werden die Hochvolt-Zenerdioden ZD2 und ZD3 leitend und schalten T3 durch. Dieser schließt die Ausgangsspannung des Regelverstärkers sofort kurz, was zu einer Abschaltung von T8 führt. Diese Schnellabschaltung schützt vor allem den teuren Ausgangselko C10 vor kurzen Spannungsspitzen, die wegen der sehr knappen Dimensionierung leicht zu dessen Zerstörung führen können. Um eine ausreichende Spannungsfestigkeit auch bei höheren Betriebstemperaturen zu gewährleisten, sollte C10 daher auch für 105°C ausgelegt sein. Bei Verwendung eines 450-Volt-Elkos für C10 kann die Ausgangsspannung auf ca. 400 Volt erhöht werden. Dazu können R11 und/oder R12 auf 820 kΩ erhöht werden und zu ZD2/ZD3 muss noch eine weitere Z-Diode mit etwa 30 Volt in Serie geschaltet werden.
Es gibt auch Steuerschaltkreise, die sowohl eine Ansteuerung einer PFC-Stufe und einem Sperr- bzw. Flusswandler anbieten, mithin zwei Gate-Treiber enthalten. Durch die Verwendung nur eines Oszillators und gegenphasiger Ansteuerung der beiden MOSFETs lässt sich die Impulsstrombelastung und damit die Erwärmung des Siebelkos minimieren: Im statistischen Mittel der Netzperioden schiebt so die PFC-Drossel den Strom bevorzugt direkt zur Transformatorspule, ohne den Umweg über den Elko nehmen zu müssen.
Eine Schaltung habe ich hierzu nicht. [heha 170331]