7.2 Einfache geregelte Sperrwandler
Wenn ein
ungeregelter Sperrwandler nicht belastet wird, würde die im
Trafo gespeicherte Energie die Ausgangsspannung beliebig hoch
ansteigen lassen. Bei Wandlern mit höherer Leistung führt
das zur Zerstörung des Wandlers. Schließlich muss ja in
jeder Sperrphase die gespeicherte Energie des Trafos irgendwie
abgeführt werden.
Im unbelasteten Zustand könnte so T1, D1, C3
oder sogar der Trafo selbst durch Überspannung zerstört werden.
Ansonsten würde möglicherweise der größte
Teil der überschüssigen Leistung in R3 umgesetzt werden.
Deshalb werden Sperrwandler mit höherer Leistung eigentlich
immer geregelt. Die Regelung sorgt dafür, dass primärseitig
nur soviel Leistung zugeführt wird, wie nötig ist um die
Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten. Bei einfachen Sperrwandlern
lässt sich die Leistungszufuhr am besten über den
Basisstrom steuern. Da der Basisstrom den maximalen
Kollektorstrom beim Einsetzen der Sättigung bestimmt, kann man so die
Länge der Flussphase steuern. Soll die
Sekundärspannung von der Primärseite galvanisch
getrennt sein, muss auch die Messung der Ausgangsspannung galvanisch
von der primärseitigen Steuerung getrennt sein. Dies geschieht
meistens mit einem Optokoppler; aber darauf gehe ich später ein.
Bei einfachen Wandlern, bei denen die Ausgangsspannung nicht so
genau stimmen muss, benutzt man die während der Sperrphase
in der Koppelspule induzierte Spannung zur
Messung der ungefähren Ausgangsspannung.
Bild 7.2a: Einfache primärseitig geregelte Sperrwandler für den mittleren Leistungsbereich
Um die Spannung in der Koppelspule messen zu können, muss diese
zunächst direkt mit Masse verbunden werden.
Während der
Flussphase wird die positive Spannung der Koppelspule dazu benutzt
um T1 durchzuschalten.
Der Basisstrom wird dabei wieder von R2 begrenzt.
In der Sperrphase wird die negative Spannung von D3
gleichgerichtet und von C5 gesiebt.
Ich bin jetzt willkürlich
davon ausgegangen, dass die während Sperr- und Flussphase in den
Spulen induzierten Spannungen jeweils etwa gleich sind und dass in
der Koppelspule etwa 6 Volt induziert wird.
Die erste Bedingung ist sinnvoll um den Trafo optimal zu nutzen.
Wenn die Spannungen bei
Sperr- und Flussphase etwa gleich groß sind, sind auch die
Zeiten dieser Phasen etwa gleich groß.
Dadurch steht für die Energieübertragung in den Phasen
jeweils bis zu 50% der Periodendauer zur Verfügung.
Bei stark unterschiedlichen Phasenzeiten würde die
Effektivstrombelastung der in der kürzeren Phase aktiven Spule
zunehmen und die Belastbarkeit insgesamt abnehmen.
Dennoch kann es sinnvoll sein, die Sperrphase deutlich zu verkürzen.
Mit einer hohen Induktionsspannung
während der Sperrphase kann man hohe Spannungen in der
Sekundärspule erzeugen, ohne übermäßig hohe
Windungszahlen wickeln zu müssen.
Um in der Koppelspule auf etwa 6 Volt zu kommen,
muss in dem Beispiel in Bild 7.2a links bei 12 Volt
die Hälfte und rechts bei 24 Volt Betriebsspannung ein
Viertel der Windungszahl der Primärspule haben.
Um die Verlustleistung in R2 zu reduzieren kann die Windungszahl der
Koppelspule auch noch etwas verringert werden.
Die Spannung der Zenerdiode ZD muss dann auch entsprechend reduziert werden.
Die Genauigkeit der Regelung wird dann allerdings noch schlechter.
Am genauesten ist die Regelung, wenn die Koppelspule möglichst
dicht bei der Sekundärspule liegt oder wenn sich die
Sekundärspule zwischen Primär- und Koppelspule befindet.
Sobald die Betriebsspannung anliegt, wird der Koppelelko C2 über R2
aufgeladen, bis T1 zu leiten beginnt und als Verstärker arbeitet.
In diesem Moment setzt wieder die Rückkopplung ein und
schaltet T1 voll durch.
Der Basisstrom von T1 wird von R2 und
natürlich durch die Spannung in der Koppelspule bestimmt.
T1 bleibt solange durchgeschaltet, bis entweder er selbst oder der
Kern des Trafos in die Sättigung gerät.
Es folgt dann der Spannungseinbruch an der Primärspule,
der die Sperrphase einleitet.
Die während der Sperrphase induzierte Spannung hängt
von der Spannung Ua am Ausgangssiebelko C3 ab.
Diese Spannung ist in etwa proportional zu der von der
Koppelspule induzierten Spannung, die an C5 anliegt.
Hat diese Spannung ihren Sollwert erreicht,
beginnt die Zenerdiode ZD zu leiten.
In Bild 7.2a links zieht ZD
direkt einen Teil des Basisstromes von T1 ab, sodass sich der
Sättigungsstrom von T1 entsprechend verringert.
Die Dauer der Flussphase wird demnach über die in der Koppelspule induzierten
Spannung geregelt.
Bei höheren Basisströmen kann die Verlustleistung in ZD relativ hoch werden.
Für diesen Fall kann
ein zweiter Transistor T2 den Strom direkt nach Masse abführen
(Bild 7.2a rechts).
Da an T2 kaum mehr als 0,6 Volt Spannung
abfallen, ist die Verlustleistung nur gering.
Um den Wirkungsgrad einfacher geregelter Sperrwandler zu erhöhen,
können auch MOSFETs eingesetzt werden. Genau wie bei bipolaren
Transistoren kann man auch bei MOSFETs das Sättigungsverhalten
dazu benutzen die Flussphase zu beenden.
Bild 7.2b: Einfacher geregelter Sperrwandler mit MOSFET
In Bild 7.2b ist so ein Wandler zu sehen.
Bei MOSFETs wird der Sättigungsstrom durch die
Gate-Source-Spannung bestimmt.
Allerdings unterliegt er, genau wie die Stromverstärkung
bipolarer Transistoren, einer starken Streuung.
Deshalb muss der Transistor überdimensioniert werden
und das Ganze darf wieder nur mit kleinen Betriebsspannungen
versorgt werden.
Nach dem Einschalten bekommt der Transistor über R3
eine positive Gatespannung,
die von ZD1 auf 5,6 Volt begrenzt wird.
Bei 5,6 Volt Gate-Source-Spannung hat der verwendete MOSFET
einen Sättigungsstrom von einigen Ampere.
Die rückgekoppelte Spannung aus der Hilfswicklung W3
wird über R2 und C2 auf das Gate eingekoppelt.
Da der MOSFET zunächst im Verstärkerbetrieb arbeitet,
beginnt er durch die Rückkopplung zu schwingen.
Die Flussphase wird beendet,
sobald der Sättigungsstrom des Transistors erreicht wird.
Durch die Rückkopplung wird der Transistor
aufgrund der zusammenbrechenden Induktionsspannung
in den Trafowicklungen schnell abgeschaltet.
Während der Sperrphase wird die negative Induktionsspannung
in W3 über D1 gleichgerichtet und liegt dann an C1 an.
Wenn die Spannung an C1 etwa -5 Volt unterschreitet,
beginnt ZD2 zu leiten und reduziert die Gatespannung des MOSFET.
Die geringere Gatespannung führt zu einem geringeren
Sättigungsstrom und damit zu einer kürzeren Flussphase.
Da es keinen Regelverstärker mit definierter Referenzspannung gibt,
ist die Regelung relativ weich,
was bei primärseitiger Regelung aber ohnehin unproblematisch ist.
7.3 Geregelte Sperrwandler mit direkter Stromüberwachung
Die bisher betrachteten Sperrwandler haben noch den Nachteil,
dass die Dauer der Flussphase nur indirekt über den Basisstrom
bzw. die Gatespannung geregelt werden konnte.
Da die Stromverstärkung der Schalttransistoren bzw.
die Steilheit der MOSFETs nicht so genau bekannt ist,
kann man daher vor Einsatz der Regelung
oder bei Überlastung nie sicher sein,
ob zuerst der Trafo oder der Transistor in die Sättigung gerät.
Bei Betriebsspannungen unter 40 Volt und nicht allzu großen
Wandlerleistungen ist das nicht so kritisch, weil die Transistoren
noch ausreichend Reserven haben.
Bei höheren Wandlerleistungen und vor allem bei höheren
Betriebsspannungen muss jedoch sichergestellt sein,
dass der Kern des Trafos niemals in die magnetische Sättigung gerät.
Würde dies geschehen, würde der Strom extrem schnell ansteigen.
Der Transistor, vor allem wenn es ein bipolarer ist,
braucht jedoch u. U. einige µs um abzuschalten.
In einem primär getakteten Netzteil könnte es dann passieren,
dass bereits die volle Netzgleichspannung von min. 300 Volt
am Transistor anliegt,
während immer noch für einige µs der maximale
Kollektorstrom fließt.
Dies führt über kurz oder lang zwangsläufig zur Zerstörung
des Schalttransistors.
Darüber hinaus verursachen Sättigungseffekte große Verluste
im Kern des Wandlertrafos, die bei größeren Trafos auch zur
Überhitzung des Kernes führen können.
Natürlich könnte man Trafo und Transistor soweit überdimensionieren,
dass der Trafo keinesfalls in die Sättigung kommt und der Transistor
noch genügend Reserven hat.
Bei höheren Wandlerleistungen ist das aber aus Kostengründen
nicht vertretbar.
Es gibt grundsätzlich zwei Möglichkeiten die
Dauer der Flussphase sicher zu überwachen:
Einmal kann man die Einschaltdauer mit einem Zeitglied steuern.
Bei bekannter Betriebsspannung und bekannten Trafodaten
lässt sich die maximal zulässige Einschaltdauer leicht ausrechnen.
Wie man den maximalen Strom und die Induktivität von Trafospulen berechnet,
habe ich bereits in Kapitel 1.7
ausführlich behandelt.
Ist beides bekannt, lässt sich der Stromanstieg nach der Formel
dI/dt = Ue/L berechnen.
Z. B. würde bei einer Induktivität L der
Primärspule von 600 µH und einer Betriebsspannung Ue von
300 Volt der Stromanstieg 0,5 Ampere/µs betragen.
Verträgt die Primärspule z. B. 5 Ampere,
darf die Dauer der Flussphase maximal 10 µs betragen.
Die Regelung würde dann die Flussphase nach Bedarf verkürzen.
Eine solche Regelung mit diskreten Bauteilen aufzubauen
ist jedoch schon etwas aufwendiger und
deshalb heute nicht mehr üblich.
Ein weit verbreiteter integrierter Regler-IC
zur Ansteuerung bipolarer Transistoren,
der nach diesem Prinzip funktionierte, war der TDA4601 von Siemens.
Da dieser Baustein inzwischen veraltet ist und nicht mehr eingesetzt wird,
möchte ich nicht näher darauf eingehen.
Der Nachfolgetyp TDA4605, der nach dem gleichen Prinzip funktioniert
und zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs geeignet ist,
ist dagegen noch aktuell.
Zunächst will ich aber noch bei den bipolaren Transistoren bleiben.
Eine andere Methode der Überwachung der Einschaltdauer ist die direkte
Messung des Kollektorstromes.
Der Strom lässt sich am einfachsten mit einem Widerstand im Emitter messen.
Zwar wird die Messung des Kollektorstromes am Emitter
durch den Basisstrom etwas verfälscht, das ist aber unerheblich,
weil der Basisstrom selbst bei Hochvolttransistoren
selten mehr als 10% des Emitterstromes ausmacht.
Dafür hat man den Vorteil, dass die gemessene Spannung
am Emitterwiderstand bezüglich der primären Versorgungsmasse anliegt.
Leider handelt man sich mit diesem
Widerstand eine zusätzliche Verlustspannung von bis zu 0,7 Volt ein.
Da diese Methode aber vorwiegend bei höheren Betriebsspannungen
angewendet wird, fällt dieser Verlust nicht ins Gewicht.
Bild 7.3a: Sperrwandler mit direkter Strommessung, primär oder sekundär geregelt
Zwei solche Wandler sind in Bild 7.3a zu sehen.
Die Rückkopplung erfolgt wieder durch eine Koppelspule über C2 und R2.
R1 ist ein Anlaufwiderstand, der C2 nach dem Einschalten soweit auflädt,
dass T1 im Verstärkerbetrieb arbeitet.
Ist der Wandler angeschwungen und T1 durchgeschaltet,
steigt der Strom in der Primärspule linear an.
Dieser Strom ist etwa gleich dem Emitterstrom, der durch R4 fließt.
An R4 fällt dann eine linear ansteigende Spannung ab.
Da im Optokoppler oder der Zenerdiode noch kein Strom fließt,
liegt an R3 und C4 noch keine Spannungsdifferenz an.
Die Spannung an R4 geht deshalb unverändert an die Basis von T2.
Bei einem Wert von 0,47 Ω für R4 bedeutet dies,
dass T2 bei einem Strom von ca. 1,5 Ampere zu leiten beginnt
und den Basisstrom von T1 abzieht.
Irgendwann beginnt also T1 zu sperren, sodass dessen
Kollektorspannung ansteigt.
Mit dem Anstieg der Kollektorspannung sinkt auch die Spannung
in den Spulen und kehrt schließlich ihr Vorzeichen um.
Wenn jetzt der Kollektorstrom wieder abfällt, sperrt T2 zwar wieder,
aber T1 bekommt über C2 und R2 eine negative Basisspannung
und bleibt deshalb gesperrt.
Die Steuerung der primären Energiezufuhr lässt sich jetzt
dadurch realisieren, dass man an C4 eine Gleichspannung anlegt.
Diese Spannung addiert sich zu der Spannung, die an R4 abfällt.
Je höher die Spannung an C4 ist, desto kleiner ist der
Emitterstrom, der T2 durchschalten lässt und damit die
Flussphase vorzeitig beendet.
Diese Betriebsart eines Sperrwandlers,
bei der die Regelung direkt am tatsächlich gemessenen
Primärstrom ansetzt, wird englisch auch Current-Mode bezeichnet.
Bei der primärseitigen Regelung (Bild 7.3a links) muss die während
der Sperrphase in der Koppelspule induzierte Spannung gemessen werden.
Diese Spannung ist ein ungefähres Maß für die
Höhe der Ausgangsspannung.
Um möglichst genau messen zu können,
sollte die Koppelspule nicht direkt auf der Primärspule sitzen.
Sinnvoller ist es z. B. die Sekundärspule zwischen
Primär- und Koppelspule anzuordnen.
Ein Problem bei dieser Schaltung ist, dass während der Flussphase aus der
Koppelspule eine positive Basisspannung benötigt wird und
die während der Sperrphase gleichgerichtete Spannung auch
positiv sein muss.
Normalerweise braucht man dazu eine weitere Hilfsspule.
Mit einem Trick lassen sich aber beide Spannungen
aus nur einer Spule gewinnen.
Die Gleichrichterdiode D2 und die
Koppelspule werden einfach vertauscht, was bei einer Serienschaltung
ja erlaubt ist. Die Koppelspule ist dann direkt mit dem Pluspol
von C3 verbunden, an dem jetzt die während der Sperrphase
induzierte Spannung der Koppelspule anliegt.
Am anderen Spulenende
liegt aber immer noch die Wechselspannung an, die T1 während
der Flussphase die positive Basisspannung liefern soll.
Zwar ist dieser Wechselspannung noch die Gleichspannung an C3 überlagert,
das ist aber unerheblich, weil ja sowieso noch ein Koppelkondensator
vor der Basis von T1 liegt.
Die Spannung an C3 kann nun zur Regelung der Ausgangsspannung benutzt werden.
Über den Spannungsteiler R6–P gelangt die Spannung an C3 auf die
Zenerdiode ZD.
Liegen dort über 6,2 Volt an, baut sich an C4
eine Spannung auf, die die Energiezufuhr drosselt.
Da bereits ca. 0,6 Volt an C4 reichen, um die Leistung praktisch auf null
herunterzufahren, ist eine relativ gute Ausregelung zu erwarten.
Bei vielen Anwendungen ist eine primärseitige Regelung zu ungenau.
In Bild 7.3a rechts ist deshalb eine sekundärseitige Regelung zu sehen.
Dabei wird die tatsächlich vorhandene Ausgangsspannung gemessen.
Mit dem Spannungsteiler R7–P–R8 wird die
Ausgangsspannung auf 2,5 Volt heruntergeteilt und auf den Eingang
eines Shunt-Regler vom Typ TL431 gegeben.
Die Funktion diese Bauteiles habe ich bereits in Kapitel 3 ausführlich behandelt.
Sobald die Sollspannung am Ausgang,
bzw. die 2,5 Volt am Reglereingang vorhanden ist, beginnt der Regler
zu leiten und einen Strom durch die LED des Optokopplers
fließen zu lassen. Wenn der Fototransistor des Optokopplers
leitet, fließt ein Strom vom Elko C3 auf C4.
Mit dem LED-Strom lässt sich also die Spannung an C4 und damit die
Energiezufuhr des Wandlers steuern.
Da C3 bei dieser Schaltung auch während der Flussphase geladen werden darf,
kann hier die Koppelspule direkt mit Masse verbunden werden.
Zum Abfangen der Energie aus der Streuinduktivität habe ich diesmal eine
andere Schaltungsvariante mit den Bauteilen R5–C5–D3
gewählt, aber dazu später mehr.
Zu beachten ist bei selbstschwingenden Sperrwandlern auch,
dass sie immer mit einer minimalen Last betrieben werden.
Ohne Last würde die Regelung die Energiezufuhr auf ein Minimum reduzieren.
Die Flussphase würde sich stark verkürzen.
Da dann nur sehr wenig Energie im Trafo gespeichert wird,
ist sie auch wieder sehr schnell aufgebraucht,
was eine ebenfalls sehr kurze Sperrphase zur Folge hat.
Als Endergebnis erhält man eine sehr hohe
Schwingfrequenz, die zu hohen Schaltverlusten im Transistor
führen und diesen u. U. sogar zerstören kann.
Grundsätzlich sind bipolare Transistoren für den Bau von Sperrwandlern
eigentlich nicht so gut geeignet.
Sperrwandler haben den Nachteil,
dass der Schalttransistor zum Zeitpunkt des maximalen Stromes
abschalten muss und die Spannung danach sehr schnell ansteigt.
Das verursacht natürlich relativ hohe Schaltverluste, was dem
Wirkungsgrad des Wandlers nicht gerade zugute kommt.
Einfache selbstschwingende Sperrwandler lassen sich auch
mit MOSFETs aufbauen.
Diese verursachen bei höheren Schaltfrequenzen
geringere Schaltverluste.
In Bild 7.3b sind zwei mit MOSFETs
aufgebaute selbstschwingende Wandler zu sehen.
Die Schaltungen sind denen aus Bild 7.3a sehr ähnlich.
Bild 7.3b: Einfache selbstschwingende Sperrwandler mit MOSFETs
Da der Steuerstrom von MOSFETs sehr gering ist,
entsteht in R2 kaum noch Verlustwärme.
Außerdem begrenzt eine Zenerdiode ZD1 die Gatespannung auf 12 Volt.
Ansonsten sind die Schaltungen nahezu identisch.
Wegen der geringen Steuerleistung der MOSFETs kann
die Spannung der Hilfswicklung problemlos etwas höher gewählt
werden, um die Rückkopplung zu verbessern.
Die angegebenen Schalttransistoren halten Sperrspannungen
bis 800 Volt aus.
Gelingt es die Schaltung so zu dimensionieren,
dass die Drain-Spitzenspannung immer deutlich unter 600 Volt bleibt,
können auch die leistungsfähigeren 600-Volt-Typen,
wie z. B. IRFBC40 verwendet werden.
Zur Erzielung besserer Wirkungsgrade werden Sperrwandler mit höheren
Leistungen heute nur noch mit MOSFETs oder IGBTs in Verbindung mit
integrierten Ansteuer-ICs gebaut.
Inzwischen gibt es auch schon
vollintegrierte Lösungen, die aber z.Z. noch nicht für
höhere Leistungen zu haben sind.
Für primär getaktete Netzteile mit kleinen bis mittleren Leistungen
hat sich ein IC zum absoluten Standard etabliert:
Der UC3842 oder wie auch immer er von den zahlreichen Herstellern genannt wird.
Im Gegensatz zu den bisher behandelten freischwingenden Sperrwandlern
ist beim UC3842 ein Oszillator mit fester Schwingfrequenz eingebaut.
Das hat den Vorteil, dass bei geringer Last die Schaltfrequenz nicht
hochläuft. Die Sperrphase wird dann einfach durch eine Totzeit
künstlich verlängert.
In Bild 7.3c habe ich die
verschiedenen Phasen des Sperrwandlers mit variabler und fester
Schaltfrequenz dargestellt.
Bild 7.3c: Die Phasen des freischwingenden und des Festfrequenz-Sperrwandlers
Die Kollektor-Emitter- bzw. die Drain-Source-Spannung des
Schalttransistors hat in etwa den in Bild 7.3c dargestellten Verlauf.
Zunächst beginnt die Flussphase (1), in der die
Eingangsspannung direkt auf die Primärspule geschaltet wird.
Der Primärstrom steigt dabei linear an und die Energie wird im Trafo
gespeichert.
Danach kommt die Sperrphase, die sich in bis zu drei Phasen unterteilt.
Unmittelbar nachdem der Transistor sperrt, steigt die Spannung auf einen
Maximalwert an, der in Form eines kleinen Höckers (Phase 2) in der Kurve
zu sehen ist.
Hier addiert sich zu der erwünschten Induktionsspannung der Hauptinduktivität
die unerwünschte Induktionsspannung der Streuinduktivität.
Mit dem Dämpfungsglied D2–R5–C5 wird
diese Spannung auf für den Transistor ungefährliche Werte begrenzt, wobei die
in der Streuinduktivität gespeicherte Energie in R5 in Wärme umgesetzt wird.
Nach dem Höcker beginnt eine Plateauphase (3),
in der die Spannung eine Weile konstant ist.
In dieser Phase wird der Hauptanteil der im Trafo gespeicherten
Energie in den Ausgangs-Siebelko übertragen.
Sobald die Energie im Trafo aufgebraucht ist,
bricht die Induktionsspannung zusammen.
Beim selbstschwingenden Sperrwandler leitet dies die
nächste Flussphase ein.
Beim Festfrequenz-Sperrwandler folgt jetzt noch eine Totzeitphase (4).
Da die Schaltfrequenz durch den Oszillator vorgegeben ist,
kann die nächste Flussphase erst wieder nach Ablauf der Periodendauer
einsetzen.
Bis das passiert, sind alle Leistungshalbleiter inaktiv
und der Trafo bleibt sich selbst überlassen.
Da bis zum Ende der Plateauphase (3) noch eine Induktionsspannung an den Spulen
anlag, ist jetzt in den parasitären Kapazitäten aller beteiligten
Halbleiterbauteile und des Trafos immer noch eine
geringe Energiemenge gespeichert.
Diese Kapazitäten bilden zusammen mit der Induktivität des Trafos einen Schwingkreis,
der bis zum Beginn der nächsten Flussphase frei ausschwingen kann.
Je stärker die Belastung des Wandlers ist, desto länger
werden Fluss- und Plateauphase; dementsprechend verkürzt sich
die Totzeit mit zunehmender Belastung.
Der Wandler muss so dimensioniert sein, dass die Totzeit bei Volllast nicht ganz
verschwindet. Dies ist wichtig, damit der Primärstrom am Anfang
der Flussphase immer ab null ansteigt.
Wäre dies nicht der Fall, würde sich die nächste Flussphase wegen des schon
vorhandenen Anfangsstromes verkürzen.
In den dann folgenden Flussphasen würden nochmals andere Anfangsbedingungen
zu noch anderen Einschaltzeiten führen.
Kurzum, es wäre dann keine stabile Regelung
und auch keine stabile Schwingung mehr möglich.
Abhilfe schafft hier eine kleine Zusatzschaltung, die sog.
Slope-Compensation, mit der die Sägezahnspannung des Oszillators
auf Pin 3 des 3842 aufmoduliert wird.
Der Wandler würde dann im PWM-Modus arbeiten, bei dem auch ein
Anfangsstrom bei Beginn der Flussphase zulässig ist.
Darauf gehe ich aber erst später ein.
Der 3842 arbeitet normalerweise im Current-Mode, bei dem die Dauer
der Flussphase über den Strom in der Primärspule gesteuert wird.
Im PWM-Mode, wie er auch bei den Wandlern mit Speicherdrosseln
üblich ist (siehe Kapitel 6), wird nur das Tastverhältnis gesteuert.
Der Current-Mode hat den Vorteil, dass die Regelung gleichzeitig auch einen
Überlastungsschutz darstellt und der Wandler dadurch besonders
einfach aufgebaut ist.
Außerdem wirkt die Regelung direkt auf die Energiezufuhr,
wodurch der Regelkreis prinzipiell stabiler ist als bei einem PWM-Regler.
In Bild 7.3d ist die einfachste Version eines mit dem 3842 betriebenen Wandlers
zu sehen.
Der Wandler ist deshalb wieder mit einer primärseitigen Regelung ausgestattet.
Bild 7.3d: Primärseitig geregelter Sperrwandler mit fester Schaltfrequenz
Zunächst braucht der UC3842 eine Betriebsspannung um überhaupt anlaufen zu können.
Dazu wird der Betriebsspannung über R1 ein kleiner Anlaufstrom (ca. 3 mA) zugeführt.
Dieser ist natürlich viel zu niedrig um das IC im Normalbetrieb am Laufen zu halten.
Deshalb ist im IC ein Unterspannungsdetektor integriert, der die Funktionen des IC
abschaltet, bis dessen Betriebsspannung ca. 16 Volt erreicht hat.
Solange alle Funktionen abgeschaltet sind, braucht der 3842 nur sehr
wenig Strom, sodass sich der Elko C6 ungehindert bis auf 16 Volt aufladen kann.
Hat der 3842 erst einmal eingeschaltet, bleibt er in Betrieb,
bis die Spannung wieder auf ca. 9 Volt gesunken ist.
C6 bestimmt dann, wie lange das IC in Betrieb bleibt.
Bevor die Spannung zu niedrig wird, muss das IC anderweitig versorgt werden.
Dazu wird eine Hilfswicklung im Trafo benötigt.
Während der Sperrphase lädt die Hilfswicklung über D1 den Elko C6 auf.
Ist der Wandler also einmal angelaufen,
steht aus der Hilfswicklung genügend Betriebsstrom zur
Verfügung, um das IC im Normalbetrieb zu versorgen.
Die Hilfswicklung dient auch gleichzeitig wieder zur Messung der
Induktionsspannung während der Sperrphase, die dann an C6
anliegt. Diese Spannung wird mit dem Spannungsteiler R8–P–R9
auf 2,5 V heruntergeteilt.
Der 3842 hat an Pin 2 den invertierenden Eingang eines Regelverstärkers,
dessen nichtinvertierender Eingang intern mit einer Referenzspannung von
2,5 V verbunden ist.
Die Einschaltdauer wird also so gesteuert, dass sich
am Ausgang des Spannungsteilers R8–P–R9 eine Spannung von
2,5 Volt einstellt.
Die Schaltung sollte so dimensioniert sein, dass
sich eine Betriebsspannung von 12–15 Volt einregelt.
Keinesfalls dürfen es mehr als 20 Volt sein, da sonst am Ausgang die
maximale Gatespannung für den Schalttransistor überschritten werden könnte.
Dieser Wandler ist relativ unempfindlich gegen Überlastung.
Bei Überlastung sinkt die Induktionsspannung im Trafo während
der Sperrphase und damit auch die aus der Hilfswicklung gewonnene
Betriebsspannung.
Wird die Spannung infolge von Überlastung zu
gering, schaltet der Unterspannungssensor des 3842 einfach wieder ab.
Durch den von R1 verursachten Anlaufstrom beginnt der Wandler nun periodisch sich
wiederholende Startversuche.
Solange die Überlastung noch vorhanden ist,
kann die Hilfswicklung die Betriebsspannung des 3842
nicht aufrecht erhalten und das IC schaltet sofort wieder ab,
wenn sich C6 auf unter 9 Volt entladen hat.
Dabei ist zu beachten,
dass auch ein zu großer Ausgangssiebelko C7 diesen Effekt
verursachen kann.
Wenn die Spannung an C6 auf unter 9 Volt sinkt,
bevor C7 ausreichend geladen wurde, schaltet der Wandler ab.
Bis C6 wieder genügend Spannung für den nächsten Startversuch
gewonnen hat, ist C7 durch die Ausgangslast längst entladen.
Hier gibt es zwei Möglichkeiten der Abhilfe: Einmal kann man C6
sehr groß wählen, damit er sich nicht schneller entlädt,
als sich C7 aufladen kann.
Die andere Möglichkeit wäre,
die Last erst zuzuschalten wenn der Wandler richtig angelaufen ist.
Die Spannung an C7 würde sich dann u. U. erst nach mehreren
Startversuchen aufbauen.
Wegen der hohen Schaltfrequenz kann der
Ausgangselko aber relativ klein ausfallen, und es sollten keine
derartigen Probleme auftauchen.
Wird am Ausgang eine stabile Spannung benötigt, muss wieder eine
sekundärseitige Regelung der Ausgangsspannung eingesetzt werden.
In Bild 7.3e ist ein sekundärseitig geregelter Wandler
zu sehen.
Wie man sieht, ist der sekundärseitige Teil der Schaltung
mit dem aus Bild 7.3a völlig identisch.
Dieser Schaltungsteil ist grundsätzlich für alle sekundärseitig
geregelten Wandler geeignet.
Bei Ausgangsspannungen über 24 Volt muss ggf. noch eine
Niedervoltversorgung für den TL431 vorgesehen werden.
Bild 7.3e: Festfrequenz-Sperrwandler mit sekundärseitiger Spannungsregelung
Da die
Regelung jetzt sekundärseitig erfolgt, wird der Regelverstärker
des 3842 nicht mehr benötigt. Der Eingang Pin 2 kann auf
Masse gelegt werden. An Pin 1 ist noch der Ausgang des
Regelverstärkers zugänglich. Die Flussphase lässt
sich verkürzen, indem Pin 1 mit einem Strom auf Masse gezogen
wird. Deshalb lässt sich der Optokoppler direkt zwischen Pin 1
und Masse anschließen. In dieser Minimalkonfiguration sind
dann auf der Primärseite nicht mehr viele Bauteile nötig.
Wenn der
Wandler mit sehr geringer Last betrieben wird, kann die
Einschaltdauer nicht mehr weiter verkürzt werden. Stattdessen
wird der Steuerimpuls für den MOSFET von der Regelschaltung ganz
unterdrückt. Erst wenn die Ausgangsspannung wieder unter ihren
Sollwert gesunken ist, setzt der Betrieb wieder kurzzeitig ein, bis
die Ausgangs-Sollspannung wieder überschritten wurde. Dies ist
eine Art kontrollierte Regelschwingung,
auch
Burst-Modus genannt, die den
Stromverbrauch des
Wandlers bei Minimallast drastisch reduziert. Wichtig ist dabei, dass
die Betriebsspannung des UC3842 an C6 immer über 11 Volt
bleibt. Sonst könnte es passieren, dass der IC ganz abschaltet
und unter bestimmten Lastbedingungen die Ausgangsspannung periodisch
stark einbricht.
weiter